Ujemne sprzężenie zwrotne

L
A B O R A T O R I U M
U
K Ł A D Ó W
L
I N I O W Y C H
14
Ujemne sprzężenie zwrotne
Ćwiczenie opracował Jacek Jakusz
20 log 10 | v 0 / vin | , oś pozioma (częstotliwość sygnału
1. Wstęp
Ćwiczenie umożliwia pomiar i porównanie właściwości tego
samego wzmacniacza pracującego w następujących
konfiguracjach:
A –wzmacniacz z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego,
B - wzmacniacz z zamkniętą pętlą (1) sprzężenia zwrotnego.
C - wzmacniacz z zamkniętą pętlą (2) sprzężenia zwrotnego.
Badany układ to dwustopniowy wzmacniacz, który
tworzą dwa tranzystory bipolarne pracujące w konfiguracji
wspólny emiter (CE). Wzmacniacz ten jest objęty ujemnym,
napięciowo-szeregowym sprzężeniem zwrotnym. Pomiary
układu z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego służą jako
odniesienie.
W ramach ćwiczenia wykonuje się pomiary: wzmocnienia w
środku pasma przepustowego, rezystancji wejściowej, dolnej
oraz górnej 3-decybelowej częstotliwości granicznej,
Poszczególne konfiguracje wybiera się przy pomocy
przełącznika obrotowego, który poprzez przekaźniki przełącza
odpowiednie układy. Dla uniezależnienia się od parametrów
przyrządów pomiarowych oraz jakości połączeń, wzmacniacz
ma wbudowany bufor o wzmocnieniu jednostkowym zarówno
na wejściu jak i na wyjściu.
Przed przystąpieniem do ćwiczenia należy
zapoznać się z teorią dotyczącą ujemnego sprzężenia
zwrotnego
Przykłady tabel pomiarowych
A
B
C
V0/VIN [V/V]
RIN [kΩ]
f3dBL [Hz]
f3dBH [kHz]
f [Hz]
40
70
...
f L 3 dB
f0
f L 3 dB
...
1M
2M
vo/vs
VCC [v]
A
vo/vs
B
vo/vs
C
vo/vs
11
12
13
[V/V]
[V/V]
2. Pomiary
Dla każdego z układów A, B, i C należy:
a) Zmierzyć dolną i górną 3-decybelową częstotliwość
graniczną ( f L 3 dB , f H 3dB ). Pomiar należy wykonać w
następujący sposób:
- ustawić wartość skuteczną napięcia sygnału
wejściowego dla układu: A<1mV, B<10mV, C<5mV,
- znaleźć częstotliwość generatora, dla której napięcie
wyjściowe badanego układu vo osiąga wartość
maksymalną,
- ustalić dla tej częstotliwości wartość napięcia
wejściowego w ten sposób, aby na wyjściu badanego
układu uzyskać 300mV,
- zachowując stałą wartość napięcia wejściowego
zmniejszać (dla pomiaru częstotliwości granicznej
dolnej) lub zwiększać (dla pomiaru częstotliwości
granicznej górnej) częstotliwość sygnału wejściowego
aż do uzyskania napięcia wyjściowego równego
300mV / 2 ≈ 212mV
uzyskana
odpowiednią częstotliwością graniczną.
b) Określić częstotliwość środkową
pomiarowego) powinna być logarytmiczna.
f) Określić czułość wzmocnienia układu względem zmian
napięcia zasilającego dla wszystkich trzech układów A, B i
C, przyjmując napięcie odniesienia VCC =+12V Pomiary
przeprowadzić dla częstotliwości środkowej i wartości
skutecznej napięcia wejściowego: A<1mV, B<10mV,
C<5mV
f0 =
wartość
jest
f L 3dB ⋅ f H 3dB
i zmierzyć wzmocnienie w środku pasma vo/vs .
c) Zmierzyć rezystancję wejściową (sygnał wejściowy o
częstotliwości ok. 25 kHz, amplituda j.w.) -patrz opis w
części teoretycznej.
d) Zmierzyć rezystancję wyjściową (sygnał wejściowy o
częstotliwości ok. 25kHz, amplituda j.w.) - patrz opis w
części teoretycznej.
e) Zmierzyć amplitudową charakterystykę częstotliwościową
w zakresie od 40Hz do f L 3 dB oraz od f H 3dB do 2MHz w
rastrze częstotliwości 1, 2, 4, 7, 10 (tj. np. dla 10Hz, 20Hz,
40Hz, 70Hz, 100Hz, ... ). Zmierzoną charakterystykę
należy nanieść na wykresie. Oś pionowa powinna być
wzmocnieniem wyrażonym w mierze logarytmicznej tj.
2012-03-05
[V/V]
3. Opracowanie wyników
Dla układów A,B i C obliczyć, na podstawie wzorów z części
teoretycznej:
• punkty pracy tranzystorów,
• wzmocnienie małosygnałowe v0/vs,
• częstotliwości 3-decybelowe górne i dolne,
• rezystancję wejściową i wyjściową,
• czułość wzmocnienia układu względem zmian napięcia
zasilającego, przyjmując napięcie odniesienia VCC =+12V.
• czułość wzmocnienia układu ze sprzężeniem zwrotnym
(dla układów B i C), względem wzmocnienia układu z
otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego.
Wyniki obliczeń należy umieścić w ten sposób, aby można
było je łatwo porównać z pomiarami np. we wspólnej tabeli.
Dla każdego z układów narysować zmierzone charakterystyki
częstotliwościowe modułu wzmocnienia, a następnie nanieść
na nie wyniki obliczeń (tj. wzmocnienie w środku pasma i
częstotliwości graniczne górną i dolną). Zamieścić własne
wnioski i spostrzeżenia. Porównać układy pomiędzy sobą, a
także skomentować zgodność obliczeń teoretycznych z
pomiarami.
4. Teoria
4.1 Właściwości ujemnego sprzężenia zwrotnego
Zastosowanie ujemnego sprzężenia
układów wzmacniających powoduje:
zwrotnego
do
14-2
1)
stabilizację wzmocnienia – uniezależnianie się od wpływu
zmian wzmocnienia elementu aktywnego w pod wpływem
temperatury, napięcia zasilającego itp.;
2) możliwość
modyfikacji impedancji wejściowej i
wyjściowej;
3) zmniejszenie zniekształceń nieliniowych;
4) poszerzenie pasma układu.
Wady ujemnego sprzężenia zwrotnego:
zmniejszenie wzmocnienia
możliwość wzbudzania się układu
Schemat idealnego sprzężenia zwrotnego przedstawiono na
rys. 1
xs
+ Σ xi
xf −
A
xo
B
Rys. 1.
Schemat idealnego sprzężenia zwrotnego
Wzmocnienie
zwrotnego:
Af ≡
układu
z
zamkniętą
pętlą
sprzężenia
A
A
SAf =
∆A f
ponieważ
Af
górną
ω Lf =
(1 + AM B )
pulsację
=
ωL
F
,
dA
dA Uz
= A =
dUz dUz A
Uz
A
vi
Avi
vo
B
vf
vo
Rys. 3. Model wzmacniacza
sprzężeniem zwrotnym.
z
napięciowo-szeregowym
Rif
vs
Rof
Afvs
vo
Rys. 4. Model zastępczy wzmacniacza.
Wzmocnienie układu:
Af =
vo
A
=
v s 1 + AB
Rezystancja wejściowa:
Rif = Ri (1 + AB )
A
SUz
=
∆A Uz
∆Uz A
Ważnym parametrem jest czułość wzmocnienia układu z
ujemnym sprzężeniem zwrotnym na zmianę wzmocnienia
układu z otwartą pętlą sprzężenia. Wyraża się ona wzorem:
SAf =
vs
RO
Ri
Bvo
Jak wynika z powyższych zależności ujemne sprzężenie
zwrotne powoduje poszerzenie pasma wzmacniacza. Dla
wzmacniacza opisanego funkcją jednobiegunową pole
wzmocnienia (iloczyn wzmocnienia i pasma wzmacniacza)
pozostaje nie zmienione.
Ważną
właściwością
ujemnego
sprzężenia
zwrotnego jest wpływ na czułość wzmocnienia przy zmianach
napięcia zasilającego, temperatury itp..
Czułość wzmocnienia układu na zmianę napięcia zasilającego
wyraża się wzorem:
dla skończonych przyrostów
A
graniczną:
ω Hf = ω H (1 + AM B) = ω H F .
A
SUz
Rys. 2. Topologia sprzężenia napięciowo-szeregowego.
AM
A
= M ,
1 + AM B
F
ωL
vo
czwórnik
sprzężenia
ii
Wzmocnienie układu dla średnich pulsacji (ωL << ω << ωH)
wynosi AM , a jego pasmo ograniczają dwie graniczne pulsacje
(ωL - dolna i ωH - górna). Ponadto zakładamy, że
charakterystyka członu sprzężenia zwrotnego B jest stała,
niezależna od częstotliwości. Wówczas po zamknięciu pętli
sprzężenia zwrotnego otrzymamy:
dolną pulsację graniczną:
wzmacniacz
napięciowy
vf
AM
s )(1 + s ω H )
Af =
∆A
A ∆Uz
= SUz
A
Uz
vs
Wpływ ujemnego sprzężenia zwrotnego na charakterystykę
częstotliwościową
liniowego
wzmacniacza
zostanie
przeanalizowany na przykładzie
Załóżmy, że charakterystyka częstotliwościowa liniowego
wzmacniacza bez sprzężenia jest postaci:
wzmocnienie w środku pasma:
∆Uz
Uz
vi
AB
- wzmocnienie pętli
1+AB=F - różnica zwrotna
(1 + ω L
A
SUz
W ćwiczeniu, w badanym wzmacniaczu zastosowano
napięciowo-szeregowe ujemne sprzężenie zwrotne. Stąd też w
dalszej części zostanie omówiony tylko ten rodzaj sprzężenia.
Topologię sprzężenia przedstawia rys. 2. Dla tego rodzaju
sprzężenia pobierane jest napięcie z wyjścia i podawane przez
czwórnik sprzężenia zwrotnego na wejście (również napięcie)
-szeregowo ze źródłem sygnału. W analizie przyjęto założenia:
a) układy A i B są unilateralne,
b) układ A jest wzmacniaczem napięciowym o wzmocnieniu
A, rezystancji wejściowej Ri i rezystancji wyjściowej Ro,
c) układ B o transmitancji napięciowej B nie obciąża układu
A (tzn. podłączenie układu B nie zmienia wzmocnienia
napięciowego układu A = vo/vi ).
xo
xo
Axi
A
=
=
=
x s xi + x f
xi + ABxi 1 + AB
A( s ) =
A
= SUzf
SUzf
∆A f
A
1
1
=
=
∆A A f 1 + AB F
lub wzorem (przydatnym przy pomiarach)
Rezystancja wyjściowa
Rof =
Ro
(1 + AB)
W układzie rzeczywistym zazwyczaj czwórnik sprzężenia jest
14-3
wzmacniacz
napięciowy
A [V/V]
RS
vs
vo R L
Cµ
i1 h21i1
i2
h11
v1
Punkty pracy każdego tranzystora, należy wyznaczyć przy
założeniu, że prąd stały bazy IB jest pomijalnie mały oraz że
napięcie baza-emiter VBE jest stałe i wynosi 0.7V.
h22 v2
h12v2
pasywny (nie wzmacnia sygnału) i dlatego można bez
większego błędu założyć:
transmitancja „w przód” czwórnika sprzężenia zwrotnego
jest pomijalnie mała w porównaniu ze wzmocnieniem
układu aktywnego A (tzn. h21=0),
transmitancja napięciowa czwórnika sprzężenia w
kierunku zwrotnym: B=h12=v1/vo przy i1=0.
Idealny czwórnik A należy uzupełnić o rezystancje wnoszone
przez układ sprzężenia zwrotnego tj. o elementy h11 oraz 1/h22
. Należy również włączyć do układu A rezystancje: źródła
sygnału RS i obciążenia RL .
Po przekształceniu otrzymujemy:
v1
|v = 0
i1 o
W ten sposób układ rzeczywisty został doprowadzony do
struktury idealnej (z rys.3), w której zamiast czwórnika A
wprowadzony
został
zmodyfikowany
czwórnik
A’,
uwzględniający wpływ czwórnika sprzężenia, rezystancji źródła
sygnału RS i rezystancji obciążenia RL .
zmodyfikowany
rπ C π
B
C
re
Cπ
g m vπ
α ie
ie
E
E
Rys. 7. Małosygnałowe schematy zastępcze typu π i
typu T tranzystora bipolarnego.
W analizie małosygnałowej należy
Parametry modelu małosygnałowego:
gm =
IC
,
VT
Cπ =
gm
− Cµ
2π ⋅ f T
rπ =
β
gm
,
α=
przyjąć
β
β +1
,
VT=25mV.
re =
rπ
,
β +1
4.2.1 Punkt pracy
v
1
= 2 |i1 = 0
h22 i2
R2 =
C
vπ
Rys. 5. Model rzeczywistego wzmacniacza z napięciowoszeregowym sprzężeniem zwrotnym.
R1 = h11 =
Cµ
B
Punkt pracy liczony jest przy zaniedbaniu prądu bazy. Punkt
pracy jest identyczny dla układu z otwartą i zamkniętą pętlą
sprzężenia zwrotnego
VCC
IC1
czwórnik A'
RC2
RC1
RB1
Q2
IC2
Q1
RS
wzmacniacz
napięciowy
A [V/V]
vi ' R 1
vs
vo'
R2 RL
RE1
RB2
RE2
h12vo'
vf'
vo '
Rys. 9. Schemat do wyznaczenia punktu pracy
tranzystora.
czwórnik B
Rys. 6. Układ zmodyfikowany.
V B1 ≈ VCC
Podsumowanie transformacji układu rzeczywistego:
RB2
R B1 + R B 2
I C1 ≈ I E1 =
czwórnik
sprzężenia
czwórnik
sprzężenia
R1
R2
podstawowy
wzmacniacz
napięciowy
RS
vi'
R2
RL
vo '
czwórnik
sprzężenia
vo '
Rys. 6. Posumowanie przekształceń.
A' =
v' o
v' i
B=
v' f
v' o
VCE1 = VCC − (RC1 + RE1 )I C1
VB 2 = VCC − RC1 I C1
IC2 ≈ I E2 =
R1
vf'
VB1 − 0,7V
R E1
Af =
vo
A'
=
v s 1 + A' B
4.2. Analiza dwustopniowego wzmacniacza z napięciowoszeregowym ujemnym sprzężeniem zwrotnym.
VB 2 − 0,7V
RE 2
VCE 2 = VCC − (RC 2 + RE 2 )I C 2
(1)
(2)
(3)
(4)
(5)
(6)
4.3.
Analiza
małosygnałowa
dwustopniowego
wzmacniacza z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego –
układ nr A.
środek pasma:
Zastępczy schemat małosygnałowy z zakresie średnich
częstotliwości (w paśmie przepustowym) jest tworzony przy
założeniu, że pojemności sprzęgające i bocznikujące stanowią
zwarcie dla sygnałów zmiennych, natomiast pojemności
pasożytnicze tranzystora są rozwarciem. Napięcie zasilania,
ponieważ ma stały potencjał, jest również traktowane jako
masa.
14-4
Przybliżona częstotliwość graniczna górna może być
określona wzorem:
f H 3dB ≈
1
(19)
2π ⋅ (τ H 1 + τ H 2 + τ H 3 + τ H 4 )
ale lepiej zastosować wzór dokładniejszy:
Rys. 10. Zastępczy schemat małosygnałowy wzmacniacza
dla środka pasma.
f H 3dB ≈
1
2π ⋅
τ H2 1
+ τ H2 2
(20)
+ τ H2 3 + τ H2 4
Rezystancję wejściową i wyjściową wyznacza się z rys.10:
Rin = RB1 RB 2 ( re1 + RE1 )( β1 + 1)
(7)
Rout = RC 2
(8)
niskie częstotliwości:
Częstotliwość graniczna dolna wyznaczona jest w oparciu o
stałe czasowe powiązane z odpowiednimi pojemnościami
sprzęgającymi lub bocznikującymi (licząc stałe czasowe dla
każdej z pojemności, pozostałe należy traktować jako
zwarcie). Pojemności pasożytnicze traktuje się jako rozwarcia.
natomiast wzmocnienie małosygnałowe (rys.10):
RS C C1
vo
v v i v
= o π 2 e1 i
v s vπ 2 ie1 vi v s
α ( RC1 || rπ 2 ) Rin
vo
= g m 2 (RC 2 RL )
vs
re1 + R E1 Rin + RS
(9)
C C2
vs
R B1||RB2
vπ1 gm1vπ1
R C1
g m2v π2
vπ2
rπ2
rπ1
RC2 RL
(10)
R
wysokie częstotliwości:
Częstotliwość graniczna górna wyznaczona jest w oparciu o
stałe czasowe powiązane z odpowiednimi pojemnościami
pasożytniczymi. Każdą stałą czasową liczy się jako iloczyn
pojemności i rezystancji widzianej z zacisków tej pojemności.
RE2
E 1
C E2
Rys. 12. Zastępczy schemat małosygnałowy wzmacniacza
dla częstotliwości niskich.
Poszczególne stałe czasowe wynoszą:
(
)
τ L1 = C C1 R S + R B1 R B 2 (( β 1 + 1) R E1 + rπ 1 )

τ L2 = C E 2  R E 2
(21)
rπ 2 + RC1 

β 2 + 1 
(22)

τ L3 = CC 2 (RC 2 + RL )
Rys. 11. Zastępczy schemat małosygnałowy dla
wyznaczenia częstotliwości granicznej górnej.
Korzystając z twierdzenia Millera można zamienić pojemność
Cµ tranzystora na pojemności CMi i CMo:

r g ( R || r ) 
C Mi1 = C µ1 1 + π 1 m1 C1 π 2  =
rπ 1 + R E1 ( β 1 + 1) 


R || r 
= C µ1 1 + C1 π 2 
re1 + R E1 

 r + RE1 

CMo1 = C µ1 1 + e1
 RC1 || rπ 2 
(11)
(12)
(13)


1

= C µ 2 1 +


g
R
R
m
2
C
2
L


(14)
Teraz można łatwo wyznaczyć stałe czasowe związane z
poszczególnymi pojemnościami:
τ H 1 = C Mi1 ⋅ (R B1 R B 2 || R S || ( re1 + R E1 )( β 1 + 1) ) (15)
R S R B1 R B 2 + R E1 



1
+
g
R
m1 E1


= (C Mo1 + C Mi 2 + Cπ 2 ) ⋅ (RC1 rπ 2 )
f L 3dB ≈
f L 3dB ≈
1
2π
 1
1
1 


+
+
τ
τ
τ
L2
L3 
 L1
(24)
(16)
τ H3
(17)
1
2π
1
τ L21
+
1
τ L22
+
1
(25)
τ L23
4.4.
Analiza
małosygnałowa
dwustopniowego
wzmacniacza z zamkniętą pętlą sprzężenia zwrotnego –
układ B,C.
Na rys. 13 przedstawiony jest schemat wzmacniacza.
Sprzężenie zwrotne działa tylko dla sygnałów zmiennych z
powodu pojemności CF , która ze względu na bardzo dużą
wartość nie ma żadnego wpływu na charakterystyki
częstotliwościowe układu. Na rysunku określono miejsca
przerwania pętli sprzężenia zwrotnego dla wyodrębnienia
wzmacniacza podstawowego A i czwórnika sprzężenia B.
V CC
RS
CC1
R C2
RC1
R B1

τ H 2 = Cπ 1  rπ 1
τ H 4 = C Mo 2 ⋅ (RC 2 RL )
(23)
Przybliżona częstotliwość graniczna dolna może być
określona wzorem:
ale lepiej zastosować wzór dokładniejszy:
C Mi 2 = C µ 2 (1 + g m 2 RC 2 || R L )
C Mo 2
vo
CC2
Q2
Q1
vo
RL
CF
RF
vs
RB2
RE1
RE2 CE2
(18)
Rys. 13. Schemat
wzmacniacza
z
zamkniętą
pętlą
sprzężenia
zwrotnego
z
zaznaczonymi
miejscami
14-5
przerwania
pętli
dla
wyodrębnienia
podstawowego A i czwórnika sprzężenia B.
układu
Na rys. 14 przedstawiony jest schemat wzmacniacza dla
sygnałów zmiennych w środku pasma przepustowego.
Ponieważ pętla sprzężenia zwrotnego nie obejmuje dzielnika
RB1 i RB2 to włączamy go do rezystancji źródła Thevenina:
R S ' = R B1 R B 2 R S
(29)
Wzmocnienie układu zmodyfikowanego jest określone
wzorem:
R if
RC2
R C1
RB1
R in
Q1
RS
A' =
RL
R out
RF
RB2
vs
vo
Q2
Rof
R E1
⋅
vo '
α ( R || r )
= g m 2 (RC 2 RL ( RE1 + RF ) ) 1 C1 π 2 ⋅
vi '
re1 + RE1 RF
( re1 + RE1 RF )( β1 + 1)
(30)
( re1 + RE1 RF )( β1 + 1) + RS '
Wzmocnienie układu ze sprzężeniem wynosi więc:
Rys. 14. Schemat
wzmacniacza
z
zamkniętą
pętlą
sprzężenia zwrotnego dla sygnałów zmiennych w środku
pasma przepustowego.
Układy A i B przedstawione są na rys. 15 i 16.
R B1
Q2
Q1
vo
A'
=
v s 1 + A' B
(31)
Rezystancja wejściowa układu bez sprzężenia (liczona dla
układu zmodyfikowanego A’):
Ri = R S ' + ( β 1 + 1)( re1 + R E1 R F )
RC2
R C1
Af =
vo
Rezystancja
wejściowa
układu
(przekształconego do struktury idealnej):
(32)
ze
sprzężeniem
Rif = Ri (1 + A' B )
(33)
R B2
vi
Rezystancja wejściowa rzeczywistego układu ze sprzężeniem:
Rin = ( Rif − RS ' ) RB1 RB 2
Rys. 15. Wzmacniacz podstawowy – układ A.
vf '
RF
RE1
(34)
Rezystancja wyjściowa układu bez sprzężenia (liczona dla
układu zmodyfikowanego A’):
vo
'
RO = R C 2 R L ( R E 1 + R F )
(35)
Rys. 16. Czwórnik sprzężenia zwrotnego – układ B.
RE1
RE 1 + RF
(26)
Rezystancja
wyjściowa
układu
(przekształconego do struktury idealnej):
R1 = h11 = R E1 R F
(27)
Rof =
(28)
Rezystancja wyjściowa rzeczywistego układu ze sprzężeniem:
B=
v' f
v 'o
R2 =
=
1
= RE 1 + RF
h22
RS '
Q1
RE1
⇒
Rout =
Rof R L
R L − Rof
(37)
5. Pomiar rezystancji wejściowej
Q2
R
RF
(36)
RO
R C2
h11
v i'
sprzężeniem
RO
(1 + A' B )
1
1
1
=
+
Rof
Rout R L
RC1
Ri
ze
vo'
F
1/h22
RE1
RL
Rezystancję wejściową mierzy się wykorzystując dodatkowy
rezystor RS' włączony szeregowo z rezystancją wewnętrzną
generatora RS. Podczas normalnej pracy jest on zwierany
przełącznikiem umieszczonym na płycie czołowej. Po
naciśnięciu przycisku oznaczonego Rin następuje dołączenie
rezystora RS' w szereg z RS, co powoduje zmniejszenie
Rys. 17. Układ zmodyfikowany A’.
Rys. 18. Model małosygnałowy układu A’.
wzmocnienia.
Rys. 19. Metoda pomiaru rezystancji
wejściowej wzmacniacza.
14-6
vo oraz vo' odpowiednio napięcia wyjściowe
przy zwartym i rozwartym rezystorze RS' otrzymujemy:
Oznaczając jako
v0 = K ⋅
Rin
⋅ vs
Rin + R S
(38)
v0 ' = K ⋅
Rin
⋅ vs
Rin + R S + R S '
(39)
v 0 Rin + R S + R S '
=
v0 '
Rin + R S
Rin =
(40)
v0 '
⋅ R S '− R S
v0 − v0 '
(41)
6. Pomiar rezystancji wyjściowej
wzmacniaczy
Rezystancję wyjściową mierzy się wykorzystując dodatkowy
rezystor R L ' włączany równolegle z rezystancją obciążenia
R L wzmacniacza. Podczas normalnej pracy R L ' jest
odłączony. W czasie pomiaru rezystancji dołącza się go
przełącznikiem umieszczonym na płycie czołowej i
oznaczonym Rout . Po naciśnięciu przycisku następuje
dołączenie rezystora RL’, co powoduje zmniejszenie
wzmocnienia.
Rys. 20. Metoda pomiaru rezystancji
wyjściowej wzmacniacza.
Oznaczając jako
vo oraz vo‘ odpowiednio napięcia wyjściowe
przy rozwartym i zwartym rezystorze otrzymujemy:
v0 = K ⋅
RL
⋅ vs
R L + Rout
(42)
v0 ' = K ⋅
R L || R L '
⋅ vs
R L || R L '+ Rout
(43)
v 0 ' ( R L || R L '+ Rout ) v 0 ( R L + Rout )
=
R L || R L '
RL
(4)
Rout =
RL ⋅ RL '
RL ⋅ v0 '
− RL '
v0 − v0 '
(44)
7. Parametry tranzystorów i dane
elementów:
Parametr
Wartość
β1,2
Cµ1,2
fT1,2
VCC
RB1
RB2
RC1
RE1
200
4.5pF
150MHz
+12V
51kΩ
6.2kΩ
8.2kΩ
560Ω
RC2
RE2
RL
RFB
RFC
RS’
RL’ ,RS
CC1, CC2
CE2
2.2kΩ
1.2kΩ
5.1kΩ
18kΩ
36kΩ
2kΩ
1kΩ
6.8µF
680nF
Literatura:
[1]
Z. J. Staszak, J. Glinianowicz, D. Czarnecki „Materiały
pomocnicze do przedmiotu Układy Elektroniczne
Liniowe”.
[2]
A. Guziński, „Linowe elektroniczne układy analogowe”
WNT 1992.
[3]
A. Filipkowski, „Układy elektroniczne analogowe i
cyfrowe”, WNT 1978.
SIEĆ
vs
Bufor
RS '
RI N
RB2
RE1
Q1
WEJŚCIE
RS
CC1
RB1
C
A
RC1
B
RFC
RFB
CF
Q2
RE2
RC2
RL
CE2
CC2
VCC
RL
vo
WYJŚCIE
Ro u t
Bufor
Vcc
12V
13V
11V
UJEMNE SPRZĘŻENIE ZWROTNE
Rin
B
C
układ
A
Rout
14-7