Laboratorium elektroniki i miernictwa Ćwiczenie T1
Transkrypt
Laboratorium elektroniki i miernictwa Ćwiczenie T1
150946 Numer indeksu 151021 Numer indeksu Michał Moroz Imię i nazwisko Paweł Tarasiuk Imię i nazwisko kierunek: Informatyka semestr 2 grupa II rok akademicki: 2008/2009 Laboratorium elektroniki i miernictwa Ćwiczenie T1 Charakterystyki tranzystorów Ocena: Streszczenie Sprawozdanie z ćwiczenia, którego celem było wyznaczenie właściwości statycznych dla tranzystora bipolarnego typu NPN w układzie wspólnego emitera oraz unipolarnego z kanałem typu N. 1 Teoria W tym rozdziale zostaną omówione pokrótce poszczególne zagadnienia związane z tematem przeprowadzanego ćwiczenia. 1.1 Tranzystor bipolarny Tranzystory bipolarne są wynikiem połączenia dwóch złącz p-n, tak aby obszar n lub obszar p był wspólny dla obu złącz. Stąd wynika podział na dwa główne typy tranzystorów bipolarnych – NPN oraz PNP, które zostaną omówione w rozdziałach 1.1.1 i 1.1.2. W tranzystorze bipolarnym wyróżnia się trzy wyprowadzenia - bazę (B), kolektor (C) i emiter (E), jak zostało to oznaczone na rysunku 1. T1 NPN C B T2 PNP E B E C Rysunek 1: Standardowe oznaczenia tranzystorów NPN i PNP. Zasada działania tranzystora polega na wyprowadzeniu złącza emitera (którego działanie można uogólnić do działania diody) ze stanu równowagi – do stanu przewodzenia. Emiter poprzez rekombinację zaczyna wprowadzać nośniki większościowe do bazy, które ze względu na jej niewielką grubość przechodzą bezpośrednio do kolektora. Dzięki temu regulując prąd bazy możemy w łatwy sposób sterować prądem kolektora. Tranzystory bipolarne charakteryzują się pięcioma obszarami pracy: 1. Obszar aktywny – złącze BE spolaryzowane jest w kierunku przewodzenia, złącze CB w kierunku zaporowym. 2. Obszar aktywny odwrócony – złącze BE spolaryzowane w kierunku zaporowym, złącze CB w kierunku przewodzenia. 3. Obszar zatkania – złącza BE i CB spolaryzowane w kierunku zaporowym. 4. Obszar nasycenia – złącza BE i CB spolaryzowane w kierunku przewodzenia. 5. Obszar przebicia lawinowego – przy przekroczeniu napięcia progowego, występuje efekt nagłego wzrostu przewodności tranzystora podobnie jak w diodzie. W pierwszych modelach tranzystorów złącza były symetryczne, co powodowało, że różnica między kolektorem i emiterem zacierała się i tranzystor działał podobnie w stanie aktywnym i aktywnym inwersyjnym. We współczesnych tranzystorach stan aktywny odwrócony nie jest wykorzystany ze względu na gorsze parametry od stanu aktywnego, co spowodowane jest niejednorodnym rozłożeniem domieszek w strukturze tranzystora. Tranzystory o niejednorodnym rozłożeniu domieszek nazywane są epiplanarnymi. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 2 / 18 Stan nasycenia i odcięcia są odpowiednikami logicznych stanów 1 i 0 w układach cyfrowych, z kolei stan aktywny wykorzystywany jest w układach analogowych ze względu na prawie liniową zależność między prądem bazy i prądem kolektora i bardzo duże (zwykle – kilkusetkrotne) wzmocnienie sygnału. 1.1.1 Tranzystor NPN W tranzystorze NPN złącze BE można potraktować jako diodę z kierunkiem przewodzenia od bazy do emitera. Zatem kiedy napięcie na bazie tranzystora będzie większe niż napięcie na emiterze o graniczną wartość przewodzenia diody, prąd zacznie płynąć przez to złącze i stopniowo otwierać tranzystor aż do momentu, kiedy wejdzie w stan nasycenia. 1.1.2 Tranzystor PNP W tranzystorze PNP złącze BE można potraktować jako diodę z kierunkiem przewodzenia od emitera do bazy. Kiedy napięcie na bazie tranzystora będzie niższe od wartości na emiterze o graniczną wartość przewodzenia diody, prąd zacznie płynąć przez to złącze i tranzystor zacznie się otwierać. 1.2 Model hybrydowy Model hybrydowy jest jednym ze schematów zastępczych tranzystora używanych do analizy parametrów charakteryzujących dany tranzystor. Tranzystor w układzie wspólnego emitera jest zastępowany układem przedstawionym na rysunku 2. J1 h21 * Ib CS1 h11 ~ VS1 h12 * Uce EMITTER COLLECTOR h22 J3 R1 R2 BASE J2 J4 Rysunek 2: Schemat zastępczy dla modelu hybrydowego. Tranzystor w układzie wspólnego emitera jest tu przedstawiony jako czwórnik, którego elementami jest źródło napięciowe na bazie i źródło prądowe na kolektorze. Model ten opisany jest układem równań w funkcji prądu bazy IB i napięcia kolektor-emiter UCE : UBE = h11e · IB + h12e · UCE (1) IC = h21e · IB + h22e · UCE (2) Cztery współczynniki h11e , h12e , h21e , h22e są charakterystycznymi parametrami dla tego układu i opisują kolejno: 1. h11e – impedancja wejściowa przy zwartym obwodzie wyjściowym. 2. h12e – zwrotne wzmocnienie napięciowe przy rozwartym obwodzie wejściowym. 3. h21e – zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 3 / 18 4. h22e – admitancja wyjściowa przy rozwartym obwodzie wejściowym. W dalszej części sprawozdania będziemy posługiwać się pojęciami rezystancja dla h11e oraz konduktancja dla h22e , ponieważ pomiary przeprowadzane są dla prądu stałego. Poszczególne parametry można obliczyć za pomocą poniższych równań: h11e = ∂UBE ∂IB h12e = h21e = h22e = ∂UBE ∂UCE ∂IC ∂IB (3) UCE =const (4) IB =const (5) UCE =const ∂IC ∂UCE (6) IB =const Przedstawiony model nie jest idealny, przykładowo nie obejmuje swoją definicją pojemności, która występuje w tranzystorach i której wpływ jest bardzo widoczny przy wysokich częstotliwościach (rzędu kilkudziesięciu MHz i wyższych). 1.3 JFET - złączowy tranzystor polowy Tranzystor polowy złączowy z kanałem typu n (którego symbol przedstawiony jest na rysunku 3) to rodzaj tranzystora unipolarnego. Zbudowany jest z warstwy półprzewodnika typu n, na której końcach znajduje się dren (D) i źródło (S) tranzystora. Bramka (G), będąca warstwą silnie domieszkowanego półprzewodnika typu p nie rozdziela, tak jak w tranzystorach bipolarnych, źródła i drenu, ale znajduje się obok kanału przewodzenia. D T1 G S Rysunek 3: Symbol n-kanałowego tranzystora JFET. Kiedy podamy napięcie dodatnie na bramkę (relatywnie do źródła), tranzystor ten zachowa się jak dioda. Tryb ten nie jest wykorzystywany w praktyce. Po przyłożeniu napięcia ujemnego, grubość warstwy zubożonej zmienia się w zależności od różnicy napięć, co powoduje zmniejszenie bądź zwiększenie przewodzącego kanału, dając w efekcie możliwość sterowania przepływem prądu przez kanał. Przy osiągnięciu napięcia UGS(OF F ) warstwa zubożona całkowicie odcina kanał. Płynie wtedy tylko niewielki prąd upływu ID(OF F ) rzędu pojedynczych mikroamperów. Opisana zależność nazywana jest efektem polowym tranzystora, stąd nazwa FET (Field Effect Transistor ). Podstawową różnicą w działaniu tranzystora bipolarnego i unipolarnego jest to, że bramka tranzystora unipolarnego nie jest sterowana prądem, a napięciem, ze względu na wsteczną polaryzację złącza p-n. Zapewnia to bardzo dużą impedancję wejściową takiego tranzystora. Tranzystory JFET znajdują zastosowanie w niskoszumnych wzmacniaczach operacyjnych i jako wtórniki wejściowe oscyloskopów ze względu na wyżej wymienioną impedancję, niskie szumy i mniejszy prąd upływu w stosunku do tranzystorów bipolarnych. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 4 / 18 2 Analiza wyników Pomiary były zrealizowane z użyciem multimetrów M–4660A, nr J3–011–T6–65 i J3–011– T6–66, M–4650, nr J3/M/1 i J3–T6–262/4, zasilacza MPS3003L–3, nr J3/011/T6–71, zespołu źródeł sterujących ZŹS–05, generatora DF1641A, nr J3–T6–263/1 oraz oscyloskopu GOS–630, nr J3–011–T6–59. Badany był układ T1-03, którego schematy znajdują się na rysunkach 4, 10 oraz 14. 2.1 Pomiary tranzystora bipolarnego Na rysunku 4 został przedstawiony schemat urządzenia przeznaczonego do badania charakterystyk tranzystora bipolarnego. Podczas wszystkich pomiarów za pomocą tego układu wykorzystywane były te same multimetry: M–4660A, nr J3–011–T6–65 jako V1, M–4660A, nr J3–011–T6–66 jako V2, M–4650, nr J3/M/1 jako A1 oraz M–4650, nr J3–T6–262/4 jako A2. A V V CS1 ZZS-05 V2 M-4660A A1 M-4650 V1 M-4660A - G1 A + A2 M-4650 ZN T1 Rysunek 4: Schemat urządzenia pomiarowego do badania tranzystora bipolarnego. Wyniki pomiarów dla tranzystora bipolarnego zostały zestawione w tabelach 1, 2, 3 oraz 4. Należy zaznaczyć, że wartości stałych podane w tytułach tabel są tylko wartościami poglądowymi. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 5 / 18 Tabela 1: Pomiary tranzystora IB [µA] UBE [V] (0,27 ± 0,01) (0,393 ± 0,001) (0,27 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,27 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,27 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,27 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,27 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) bipolarnego przy IB = 0,25 µA. UCE [V] IC [mA] (0,000 ± 0,001) (0,00 ± 0,01) (0,494 ± 0,001) (0,00 ± 0,01) (1,025 ± 0,001) (0,00 ± 0,01) (1,500 ± 0,001) (0,00 ± 0,01) (2,063 ± 0,002) (0,00 ± 0,01) (2,523 ± 0,002) (0,00 ± 0,01) (3,007 ± 0,002) (0,00 ± 0,01) (3,495 ± 0,002) (0,00 ± 0,01) (4,021 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (4,497 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (5,017 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (5,588 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (6,027 ± 0,004) (0,00 ± 0,01) (7,070 ± 0,004) (0,00 ± 0,01) (7,546 ± 0,004) (0,00 ± 0,01) (8,003 ± 0,005) (0,00 ± 0,01) (8,491 ± 0,005) (0,00 ± 0,01) (9,020 ± 0,005) (0,00 ± 0,01) (9,500 ± 0,005) (0,00 ± 0,01) (10,587 ± 0,006) (0,00 ± 0,01) Przy obliczaniu średniej wartości stałych w tabelach będziemy korzystać ze wzorów na średnią i na średni błąd średniej. Możemy założyć, że średni błąd średniej zastąpi inne błędy pomiarowe ze względu na dużą ilość pomiarów podczas każdego badania. x̄ = ∆x̄ = n 1X xi n i=1 v uP u n (x − x̄)2 u i t i=1 n (n − 1) (7) (8) Obliczamy średni prąd bazy i średni błąd średniej dla wartości z tabeli 1: I¯B = (0, 28 ± 0, 01) µA Z tabeli możemy łatwo wyczytać, że tak mały prąd bazy nie powoduje otwarcia złącza kolektor-emiter. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 6 / 18 Tabela IB [µA] (100,26 ± (100,05 ± (100,22 ± (100,04 ± (100,18 ± (100,16 ± (100,14 ± (100,13 ± (100,12 ± (100,09 ± (100,08 ± (100,08 ± (100,07 ± (100,06 ± (100,06 ± (100,05 ± 2: Pomiary tranzystora bipolarnego przy IB UBE [V] UCE [V] 0,31) (0,594 ± 0,001) (0,013 ± 0,001) 0,31) (0,621 ± 0,001) (0,051 ± 0,001) 0,31) (0,661 ± 0,001) (0,104 ± 0,001) 0,31) (0,671 ± 0,001) (0,145 ± 0,001) 0,31) (0,679 ± 0,001) (0,211 ± 0,001) 0,31) (0,678 ± 0,001) (0,302 ± 0,001) 0,31) (0,679 ± 0,001) (0,406 ± 0,001) 0,31) (0,679 ± 0,001) (0,500 ± 0,001) 0,31) (0,678 ± 0,001) (1,006 ± 0,001) 0,31) (0,677 ± 0,001) (2,061 ± 0,002) 0,31) (0,675 ± 0,001) (3,030 ± 0,002) 0,31) (0,673 ± 0,001) (4,014 ± 0,003) 0,31) (0,671 ± 0,001) (5,160 ± 0,003) 0,31) (0,670 ± 0,001) (6,005 ± 0,004) 0,31) (0,667 ± 0,001) (8,067 ± 0,005) 0,31) (0,662 ± 0,001) (10,581 ± 0,006) = 100 µA. IC [mA] (0,00 ± 0,01) (0,61 ± 0,01) (3,01 ± 0,02) (4,88 ± 0,03) (6,06 ± 0,04) (6,23 ± 0,04) (6,23 ± 0,04) (6,23 ± 0,04) (6,25 ± 0,04) (6,28 ± 0,04) (6,31 ± 0,04) (6,35 ± 0,04) (6,38 ± 0,04) (6,41 ± 0,04) (6,47 ± 0,04) (6,54 ± 0,04) Obliczamy średnią i średni błąd średniej dla wartości z tabeli 2. I¯B = (100, 11 ± 0, 02) µA Tabela 3: Pomiary tranzystora IB [µA] UBE [V] (0,28 ± 0,01) (0,465 ± 0,001) (4,88 ± 0,02) (0,570 ± 0,001) (10,48 ± 0,04) (0,610 ± 0,001) (19,37 ± 0,06) (0,629 ± 0,001) (30,47 ± 0,10) (0,642 ± 0,001) (40,86 ± 0,13) (0,650 ± 0,001) (50,72 ± 0,16) (0,655 ± 0,001) (60,75 ± 0,19) (0,660 ± 0,001) (70,58 ± 0,22) (0,663 ± 0,001) (80,80 ± 0,25) (0,666 ± 0,001) (90,52 ± 0,28) (0,669 ± 0,001) (100,57 ± 0,31) (0,671 ± 0,001) (110,64 ± 0,34) (0,673 ± 0,001) (120,89 ± 0,37) (0,675 ± 0,001) (130,04 ± 0,40) (0,676 ± 0,001) (139,02 ± 0,42) (0,677 ± 0,001) (150,10 ± 0,46) (0,678 ± 0,001) (159,94 ± 0,49) (0,679 ± 0,001) (170,75 ± 0,52) (0,681 ± 0,001) (180,99 ± 0,55) (0,681 ± 0,001) (190,85 ± 0,58) (0,681 ± 0,001) Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 bipolarnego przy UCE [V] (5,001 ± 0,003) (5,002 ± 0,003) (5,000 ± 0,003) (4,999 ± 0,003) (4,998 ± 0,003) (4,997 ± 0,003) (4,996 ± 0,003) (4,995 ± 0,003) (4,994 ± 0,003) (4,993 ± 0,003) (4,992 ± 0,003) (4,991 ± 0,003) (4,991 ± 0,003) (4,990 ± 0,003) (4,989 ± 0,003) (4,988 ± 0,003) (4,987 ± 0,003) (4,986 ± 0,003) (4,986 ± 0,003) (4,985 ± 0,003) (4,984 ± 0,003) UCE = 5 V. IC [mA] (0,00 ± 0,01) (0,16 ± 0,01) (0,44 ± 0,01) (0,95 ± 0,01) (1,64 ± 0,01) (2,31 ± 0,02) (2,96 ± 0,02) (3,64 ± 0,02) (4,30 ± 0,03) (5,01 ± 0,03) (5,71 ± 0,03) (6,43 ± 0,04) (7,15 ± 0,04) (7,90 ± 0,04) (8,57 ± 0,05) (9,30 ± 0,05) (10,06 ± 0,06) (10,81 ± 0,06) (11,63 ± 0,06) (12,41 ± 0,07) (13,17 ± 0,07) 7 / 18 Obliczamy średnią i średni błąd średniej dla wartości z tabeli 3. ¯ = (4, 992 ± 0, 002) V UCE Tabela 4: Pomiary tranzystora IB [µA] UBE [V] (0,28 ± 0,01) (0,464 ± 0,001) (5,00 ± 0,02) (0,585 ± 0,001) (10,32 ± 0,04) (0,609 ± 0,001) (20,35 ± 0,07) (0,628 ± 0,001) (30,19 ± 0,10) (0,638 ± 0,001) (40,04 ± 0,13) (0,646 ± 0,001) (50,65 ± 0,16) (0,652 ± 0,001) (59,57 ± 0,18) (0,654 ± 0,001) (70,33 ± 0,22) (0,657 ± 0,001) (80,20 ± 0,25) (0,659 ± 0,001) (90,47 ± 0,28) (0,661 ± 0,001) (100,16 ± 0,31) (0,662 ± 0,001) (110,43 ± 0,34) (0,663 ± 0,001) (120,66 ± 0,37) (0,664 ± 0,001) (130,91 ± 0,40) (0,663 ± 0,001) (140,77 ± 0,43) (0,664 ± 0,001) (150,05 ± 0,46) (0,664 ± 0,001) (160,29 ± 0,49) (0,664 ± 0,001) (170,51 ± 0,52) (0,664 ± 0,001) (180,56 ± 0,55) (0,662 ± 0,001) (190,62 ± 0,58) (0,663 ± 0,001) bipolarnego przy UCE = 10 V. UCE [V] IC [mA] (10,075 ± 0,006) (0,00 ± 0,01) (10,075 ± 0,006) (0,16 ± 0,01) (10,074 ± 0,006) (0,44 ± 0,01) (10,073 ± 0,006) (1,02 ± 0,01) (10,071 ± 0,006) (1,64 ± 0,01) (10,071 ± 0,006) (2,27 ± 0,02) (10,063 ± 0,006) (3,00 ± 0,02) (10,063 ± 0,006) (3,62 ± 0,02) (10,068 ± 0,006) (4,37 ± 0,03) (10,066 ± 0,006) (5,08 ± 0,03) (10,065 ± 0,006) (5,83 ± 0,03) (10,061 ± 0,006) (6,56 ± 0,04) (10,061 ± 0,006) (7,34 ± 0,04) (10,062 ± 0,006) (8,11 ± 0,05) (10,062 ± 0,006) (8,92 ± 0,05) (10,061 ± 0,006) (9,69 ± 0,05) (10,060 ± 0,006) (10,46 ± 0,06) (10,058 ± 0,006) (11,28 ± 0,06) (10,058 ± 0,006) (12,12 ± 0,07) (10,057 ± 0,006) (12,97 ± 0,07) (10,057 ± 0,006) (13,81 ± 0,07) Obliczamy średnią i średni błąd średniej dla wartości z tabeli 4. ¯ = (10, 065 ± 0, 002) V UCE Ze względu na niewielkie odchylenia rzędu 0,5 %, lub mniejsze średnie wartości stałych z powyższych tabel (wyłączając tabelę 1) możemy przyjąć wartości przybliżone – w kolejności 100 µA, 5 V oraz 10 V. Dla stałej z tabeli 1) przyjmujemy dalszą wartość równą 0,28 µA. Z danych przedstawionych powyżej możemy wyznaczyć wykresy poszczególnych przebiegów. Poszczególne charakterystyki zostały przedstawione na rysunkach 5, 6, 7, 8, a wspólny wykres wszystkich czterech wykresów przedstawiony został na rysunku 11. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 8 / 18 Rysunek 5: Wykres charakterystyk wyjściowych badanego tranzystora. Rysunek 6: Wykres charakterystyk przejściowych badanego tranzystora – zależność napięciowa. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 9 / 18 Rysunek 7: Wykres charakterystyk wejściowych badanego tranzystora. Rysunek 8: Wykres charakterystyk przejściowych badanego tranzystora – zależność prądowa. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 10 / 18 Rysunek 9: Charakterograf tranzystora bipolarnego. Dzięki takiemu zestawieniu danych, możemy policzyć wartości parametrów dynamicznych tranzystora. h11e = (28, 7 ± 3, 1) Ω h12e = (−1, 7 ± 0, 1) · 10−3 h21e = (74, 8 ± 0, 2) h22e = (3, 17 ± 0, 05) · 10−5 S Na podstawie tych wyników stwierdzamy, że dla UCE równego 10 V oraz IB równego 100 µA, rezystancja wejściowa tranzystora wynosi (28,7 ± 3,1) Ω, wzmocnienie prądowe – (74,8 ± 0,2), wzmocnienie napięciowe (odwrotność zwrotnego wzmocnienia napięcia) KU = (588 ± 59), oraz opór wyjściowy (31,5 ± 1,6) kΩ. Wyniki te pokrywają się z teoretycznymi rozważaniami nt. tranzystora bipolarnego w układzie wspólnego emitera. Wysokie współczynniki wzmocnienia prądowego i napięciowego przy prawie liniowej zależności prądu kolektora od prądu bazy pozwalają nam sądzić, że tranzystor spisałby się nieźle w układzie wzmacniacza prądowego małych mocy i małych częstotliwości – np. do zastosowania jako wzmacniacz słuchawkowy. Niewiele możemy powiedzieć o jego wartościach granicznych, dlatego nie jesteśmy w stanie stwierdzić, czy tranzystor działałby dobrze przy dużych mocach i częstotliwościach. Należy pamiętać, że przy układach o tak niskiej rezystancji wejściowej na bazie tranzystora koniecznie powinien znaleźć się jakiś rezystor, aby zabezpieczyć tranzystor przed spaleniem. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 11 / 18 2.2 Pomiary tranzystora unipolarnego Do przeprowadzania pomiarów zostały wykorzystane multimetry M–4660A, nr J3–011– T6–65 jako V1, M–4660A, nr J3–011–T6–66 jako V2 oraz M–4650, nr J3–T6–262/4 jako A1. Wyniki pomiarów tranzystora unipolarnego zostały zestawione w tabelach 5, 6 oraz 7. A V ZN V2 M-4660A V V1 M-4660A G2 + ZZS-05 - - G1 Q1 + A2 M-4650 Rysunek 10: Schemat urządzenia pomiarowego do badania tranzystora unipolarnego. Tabela 5: Pomiary tranzystora bipolarnego przy UDS = 5 V. UGS [V] UDS [V] I [mA] (-13,890 ± 0,007) (5,013 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-12,999 ± 0,007) (5,014 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-12,021 ± 0,007) (5,014 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-11,013 ± 0,006) (5,014 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-9,975 ± 0,005) (5,014 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-9,002 ± 0,005) (5,014 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-8,070 ± 0,005) (5,015 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-7,052 ± 0,004) (5,015 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-6,099 ± 0,004) (5,015 ± 0,003) (0,00 ± 0,01) (-5,047 ± 0,003) (5,015 ± 0,003) (0,08 ± 0,01) (-4,494 ± 0,003) (5,014 ± 0,003) (0,79 ± 0,01) (-4,006 ± 0,003) (5,013 ± 0,003) (1,88 ± 0,01) (-3,498 ± 0,002) (5,011 ± 0,003) (3,31 ± 0,02) (-3,043 ± 0,002) (5,009 ± 0,003) (4,78 ± 0,03) (-2,558 ± 0,002) (5,006 ± 0,003) (6,57 ± 0,04) (-2,025 ± 0,002) (5,004 ± 0,003) (8,55 ± 0,05) (-1,514 ± 0,001) (5,001 ± 0,003) (10,66 ± 0,06) (-1,010 ± 0,001) (4,999 ± 0,003) (12,90 ± 0,07) (-0,498 ± 0,001) (4,955 ± 0,003) (15,25 ± 0,08) (-0,256 ± 0,001) (4,954 ± 0,003) (16,42 ± 0,09) (0,018 ± 0,001) (4,950 ± 0,003) (17,19 ± 0,09) Obliczamy średnią i średni błąd średniej dla wyników z tabeli 5. ¯ = (5, 002 ± 0, 005) V UDS Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 12 / 18 Tabela 6: Pomiary tranzystora bipolarnego przy UGS = -4 V. UGS [V] UDS [V] I [mA] (-4,008 ± 0,003) (0,000 ± 0,001) (0,00 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (0,503 ± 0,001) (0,87 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (1,012 ± 0,001) (1,29 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (1,514 ± 0,001) (1,48 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (2,016 ± 0,002) (1,60 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (2,545 ± 0,002) (1,68 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (3,026 ± 0,002) (1,73 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (4,027 ± 0,003) (1,82 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (5,095 ± 0,003) (1,89 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (6,045 ± 0,004) (1,97 ± 0,02) (-4,008 ± 0,003) (7,096 ± 0,004) (1,99 ± 0,02) (-4,008 ± 0,003) (8,010 ± 0,005) (2,02 ± 0,02) (-4,008 ± 0,003) (9,070 ± 0,005) (2,04 ± 0,02) (-4,008 ± 0,003) (10,173 ± 0,006) (2,08 ± 0,02) (-4,008 ± 0,003) (10,573 ± 0,006) (2,09 ± 0,02) (-4,008 ± 0,003) (0,266 ± 0,001) (0,53 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (0,748 ± 0,001) (1,11 ± 0,01) (-4,008 ± 0,003) (1,250 ± 0,001) (1,40 ± 0,01) Obliczamy średnią i średni błąd średniej dla wyników z tabeli 6. U¯GS = (−4, 008 ± 0, 000) V Tabela 7: Pomiary tranzystora bipolarnego przy UCE = -1,5 V. UGS [V] UDS [V] I [mA] (-1,503 ± 0,001) (0,000 ± 0,001) (0,00 ± 0,01) (-1,503 ± 0,001) (0,243 ± 0,001) (1,51 ± 0,01) (-1,503 ± 0,001) (0,483 ± 0,001) (2,88 ± 0,02) (-1,503 ± 0,001) (0,750 ± 0,001) (4,26 ± 0,03) (-1,503 ± 0,001) (0,993 ± 0,001) (5,37 ± 0,03) (-1,503 ± 0,001) (1,269 ± 0,001) (6,44 ± 0,04) (-1,503 ± 0,001) (1,495 ± 0,001) (7,19 ± 0,04) (-1,503 ± 0,001) (2,016 ± 0,002) (8,52 ± 0,05) (-1,503 ± 0,001) (2,527 ± 0,002) (9,36 ± 0,05) (-1,503 ± 0,001) (3,010 ± 0,002) (9,86 ± 0,05) (-1,503 ± 0,001) (3,981 ± 0,002) (10,45 ± 0,06) (-1,503 ± 0,001) (5,093 ± 0,003) (10,75 ± 0,06) (-1,503 ± 0,001) (6,096 ± 0,004) (10,89 ± 0,06) (-1,503 ± 0,001) (6,991 ± 0,004) (10,96 ± 0,06) (-1,503 ± 0,001) (8,021 ± 0,005) (11,01 ± 0,06) (-1,503 ± 0,001) (9,039 ± 0,005) (11,03 ± 0,06) (-1,503 ± 0,001) (10,002 ± 0,006) (11,04 ± 0,06) (-1,503 ± 0,001) (10,576 ± 0,006) (11,04 ± 0,06) Obliczamy średnią i średni błąd średniej dla wyników z tabeli 7. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 13 / 18 U¯GS = (−1, 503 ± 0, 000) V Wykresy 11, 12 i 13 przedstawiają powyższe wyniki pomiarów w postaci łatwej do odczytania. Rysunek 11: Wykres charakterystyk przejściowych badanego tranzystora. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 14 / 18 Rysunek 12: Wykres charakterystyk wyjściowych badanego tranzystora. Na wykresie 11 można wyznaczyć punkt UGS(OF F ) w okolicy -5 V, w zależności od tego, jaką wartość prądu ID uznamy za graniczną. Dla przykładu, wartość 1 mA została osiągnięta przy napięciu 0,14 V dla UGS = −4 V oraz przy napięciu 0,62 V dla UGS = −1, 5 V. W obszarze pomiędzy -4 V a 0 V występuje prawie idealna prosta, z której można skorzystać do wzmacniania sygnału przy małym poziomie zniekształceń nieliniowych. Stąd użycie tych tranzystorów w oscyloskopach. Rysunek 13: Charakterograf tranzystora unipolarnego. Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 15 / 18 2.3 Wizualizacja charakterystyki wyjściowej tranzystora polowego Do przeprowadzenia tego doświadczenia wykorzystano multimetr M–4660A, nr J3–011– T6–66 oraz oscyloskopu GOS–630, nr J3–011–T6–59. Schemat układu znajduje się na rysunku 14. V V1 M-4660A G2 ~ G1 DF1641A + ZZS-05 - Q1 J1 UX+ UY+ J3 R1 J2 UX- UY- GND GND J4 GND GND Rysunek 14: Schemat urządzenia pomiarowego do badania charakterystyki wyjściowej tranzystora polowego. Korzystając z generatora funkcyjnego oraz oscyloskopu , czy nasze wcześniejsze przewidywania i wyniki są prawidłowe dla sygnałów o małej częstotliwości. Rysunek 15: Oscylogram – f = 560 Hz, X-Y, X: 2 V/div, Y: 20 mV/div, U = -4,031 V Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 16 / 18 Rysunek 16: Oscylogram – f = 560 Hz, X-Y, X: 2 V/div, Y: 20 mV/div, U = -2,994 V Rysunek 17: Oscylogram – f = 560 Hz, X-Y, X: 2 V/div, Y: 20 mV/div, U = -0,992 V Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 17 / 18 Zaobserwowana nieliniowość w dolnej części oscylogramu 16 to najprawdopodobniej efekt działania kondensatora. 3 Wnioski końcowe Oba tranzystory posiadają obszary liniowej pracy, dzięki którym mogą wzmacniać dany sygnał bez zmiany jego kształtu lub z niewielkimi zniekształceniami, co jest przyczyną ich wszechstronnych zastosowań. Dzięki możliwości szybkiego przełączania się pomiędzy trybami zatkania i nasycenia tranzystory są najczęściej używanymi elementami w technice cyfrowej, a możliwość sterowania prądem pozwala na tworzenie prostych zasilaczy małych i średnich mocy. W porównaniu z elementami pasywnymi, takimi jak rezystor, tranzystory mogą znajdować się w różnych stanach otwarcia i mogą być łatwo (przy użyciu niewielkiego prądu i wykorzystując niskie napięcia) wykorzystane do przechowywania informacji. W porównaniu z lampami, tranzystory zyskują ze względu na mniejsze straty ciepła i brak konieczności operacji na wysokich napięciach oraz ciągłego podgrzewania katody lampy. Tranzystory ze względu na swoje niewielkie rozmiary znajdują zastosowanie w układach o dowolnym stopniu integracji. Proces wytwarzania tranzystorów ze złącz krzemowych jest bardzo tani, dzięki czemu nie jest problematycznym budowanie układów z wielką ilością tranzystorów, za przykład mając chociażby współczesne procesory. Literatura [1] Bogdan Żółtowski, Wprowadzenie do zajęć laboratoryjnych z fizyki, Skrypt Politechniki Łódzkiej, Łódź 2002. [2] David Halliday, Robert Resnick, Jearl Walker, Podstawy fizyki, Tom 3., Wydawnictwo Naukowe PWN, Warszawa 2005. [3] S. M. Kaczmarek, PRZEBICIE I MODELE ZŁĄCZA p-n http://www.skaczmarek.ps.pl/Wyk5_el.pdf Michał Moroz, Paweł Tarasiuk, ćw. T1 18 / 18