Model symulacyjny układu elektronicznego

Model symulacyjny układu elektronicznego
warunek początkowy IC
(przewidywane napięcie ustalone)
wzmacniacz odejmujący
(błędu)
bufor dzielnika
model sterownika
bramki
źródło napięcia odniesienia można
zastąpić idealnym i pominąć bufor
po sprawdzeniu, że modulator działa, można
pozostawić wyłącznie komparator wyjściowy
a generator piły zastąpić źródłem idealnym
ogranicznik
współczynnika
wypełnienia
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
kompensator
40
Najprostszy model sterownika bramki
sztywno podane napięcie zasilania logiki
(poziom wysoki przebiegu wejściowego)
przebieg sterujący
(z obwodu logiki)
Charakterystyka statyczna
źródło zasilania
obwodu bramki
Sterowanie impulsowe
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
41
Opcje symulacji stanów przejściowych (transient)
krok czasowy zapisu wyników w formie tekstowej
Dotyczy wyłącznie wyników zapisywanych w pliku tekstowym OUT (rzadko wykorzystywanym), a nie w pliku DAT
zawierającym dane do programu Probe. Powinien być więc jak najdłuższy – przyspieszy to symulację.
czas końcowy
Wartości średnie prądów i napięć za okres (po pominięciu tętnienia fs) muszą się w tym czasie ustalić.
czas bez zapisu wyników
W tym czasie wyniki nie są zapisywane ani do pliku OUT ani do pliku DAT.
Przyspiesza symulację w tym przedziale. Warto użyć, aby symulator szybciej
doszedł od stanu zerowego do stanu ustalonego – odcinamy początkowy rozruch
układu. Jeżeli jednak znamy stan ustalony, lepszym rozwiązaniem będzie
wpisanie 0, a użycie warunków początkowych (IC) w elementach C lub L.
maksymalny krok symulacji
Krok dobierany jest przez symulator automatycznie (np. zmniejszany w chwilach
przełączania tranzystora). Wartość automatyczna bywa jednak zbyt duża →
poszarpana, niestabilna średnia przebiegów za okres (nie mówiąc o dokładności
na zboczach podczas przełączania – ta jednak z reguły nas nie interesuje). 1/10
okresu przełączania da na pewno dokładne wyniki (średnie za okres); często
wystarczy 1/2.
pomiń początkowe obliczanie ustalonego punktu pracy
Analiza ustalonego punktu pracy na stałe zwiera cewki i rozwiera kondensatory.
W ten sposób nie da się określić ustalonego punktu pracy układu impulsowego,
który oznacza średnie prądy cewek i średnie napięcia kondensatorów wynikające
z przełączania układu – do tego niezbędna jest analiza czasowa od stanu
zerowego wszystkich elementów magazynujących.
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
42
Wynik analizy czasowej
działanie ogranicznika
współczynnika wypełnienia
gdy napięcie wyjściowe znacznie
odbiega od zadanego
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
43
Przyspieszenie osiągnięcia stanu ustalonego
za pomocą warunku początkowego
konieczny może być znak „−”
ze schematu nie wiadomo,
która końcówka jest dodatnia
(można to ewentualnie ustalić
analizując plik NET –
Analysis > Examine Netlist)
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
44
Przyspieszenie symulacji przez wprowadzenie kluczy
abstrakcyjnych
●
●
●
●
●
Pozwala pominąć sterownik
bramki
Skrócenie czasu symulacji o 25%
RON powinno być realne dla
tranzystora o odpowiedniej
wytrzymałości prądowej
Stosunek ROFF/RON nie
powinien być zbyt duży (max. 109)
Dioda abstrakcyjna Dbreak



napięcie progowe ≈ 0,75 V
rezystancja różniczkowa 100 mΩ
dla dużych prądów (> 1 A)
zawyży moc strat → lepiej
zastosować model konkretnej
diody
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
45
Stabilizacja wyjścia przy niskoczęstotliwościowym
zaburzeniu napięcia wejściowego
amplituda zmian napięcia
wejściowego 100 Hz
10% (2,8 V)
amplituda zmian napięcia
wyjściowego 56 mV (0,37%)
teoretycznie
2,8 V · Gvg′(100 Hz) =
= 2,8 V · 0,012 = 34 mV
(0,23%)
sprzężenie zwrotne powoduje odpowiednią
zmianę współczynnika wypełnienia dla
kompensacji zmian napięcia wejściowego
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
46
Stabilizacja wyjścia bez kompensatora
amplituda zmian napięcia
wyjściowego 1,0 V (5,4%)
teoretycznie
2,8 V · Gvg′(100 Hz) =
= 2,8 V · 0,161 = 0,45 V
(3,0% z 15 V)
powoduje to dużą odchyłkę wartości średniej
napięcia wyjściowego od wartości pożądanej 15 V
małe wzmocnienie pętli nieskompensowanej
Tu0 = 7,35 = 17,3 dB powoduje, że uchyb
(contr=1·err=ref−div) jest duży
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
47
Wyjście w układzie otwartym
Vc = const = 2,14 V
amplituda zmian napięcia
wyjściowego 1,2 V (10,6%)
2,8 V · Gvg(100 Hz) =
= 2,8 V · 0,536 = 1,5 V
straty mocy w przetwornicy powodują, że przy
obliczonym napięciu sterującym Vc (D = 0,536)
średnie napięcie wyjściowe jest mniejsze od
pożądanego
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
48
Zaburzenie napięcia wejściowego o częstotliwości
podwójnego bieguna przetwornicy
wyjście układu otwartego (D = 0,5)
DC 11,85 V
AC 1,51 V = 13%
przewidywanie teoretyczne 2,8 V · 5,09 = 14,3 V
rezystancje pasożytnicze zmniejszają dobroć
i przesuwają częstotliwość bieguna
układ zamknięty nieskompensowany
DC 18,66 V
AC 1,91 V = 10%
przewidywanie teoretyczne
2,8 V · 0,23 = 0,64 V
założenie o dużym wzmocnieniu pętli nie jest
spełnione
układ zamknięty skompensowany
DC 14,99 V
AC 0,21 V = 1,5%
przewidywanie teoretyczne
2,8 V · 0,048 = 134 mV
napięcie wyjściowe jest skutecznie
stabilizowane na zadanym poziomie
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
49
Skokowa zmiana napięcia wejściowego
Vg = 28 V → 23 V
@ t = 4 ms
następuje ustalenie się nowego,
wyższego współczynnika
wypełnienia dla skompensowania
spadku napięcia wejściowego
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
50
Skokowa zmiana napięcia wejściowego (cd.)
Vg = 28 V → 23 V
@ t = 4 ms
układ zamknięty
bez kompensatora
odpowiedź jest wyraźnie oscylacyjna
o częstotliwości bliskiej częstotliwości
rezonansowej przetwornicy idealnej
(1 kHz – bez wpływu rezystancji
pasożytniczych);
oznacza to mały zapas fazy
układ otwarty
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
51
Skokowa zmiana obciążenia
Iload = 5 A → 2,5 A
(dla 15 V, tj. R = 3 Ω → 6 Ω)
@ t = 4 ms
układ zamknięty
z kompensatorem
układ zamknięty
bez kompensatora
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
52
Rola kompensatora w zapewnieniu
stabilności przekształtnika
●
●
●
●
Przetwornica obniżająca ma zawsze niewielki zapas fazy

całkowite przesunięcie fazy w transmitancji Gvg wynosi −180°

w Tu jest takie samo, gdyż inne bloki nie wnoszą przesunięć fazy

zostaje ono osiągnięte w f = ∞, a więc dla fc jest mniejsze
Zapasu takiego nie mają pozostałe przetwornice dławikowe (i pochodne
od nich transformatorowe)

podwójny biegun + zero RHP w transmitancji Gvd

całkowite przesunięcie fazy w Gvd i w Tu wynosi −270°

z reguły −180° zostaje osiągnięte przed fc
W tych przetwornicach kompensacja jest nie tylko korzystna dla
odpowiedzi czasowej, ale niezbędna dla zapewnienia stabilności
Przykład


przetwornica podwyższająca 5 V → 10 V
załóżmy f0 = 100 Hz; Q = 10; fz = 1000 Hz
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
53
Transmitancja pętli
Gvd(s)
podwójny biegun w LHP
przesunięcie −270°
Tu(s) = H · Kamp · Gm · Gvd
jednak brak zapasu fazy
φm = −65,3°
Założenia dla SZ:
Vm = 5 V → Gm = 0,2
Vref = 5 V → H = 0,5
Aby sprzężenie zwrotne działało,
musi mieć duże wzmocnienie.
Wprowadzamy pewien człon
wzmacniający Kamp = 100.
podwójny biegun nadal w LHP
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
54
Transmitancja pętli (cd.)
Tu(s)
Tu(s)
także wykres Nyquista
obejmuje punkt −1+j0
co również wskazuje na niestabilność
1 / [1 + Tu(s)]
podwójny biegun w RHP
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
55
Transmitancja wyjście do wejścia mocy
Gvg(s)
podwójny biegun w LHP
1 / [1 + Tu(s)]
podwójne zero w tej samej
lokalizacji co bieguny Gvg
Gvg′(s) = Gvg(s) / [1 + Tu(s)]
podwójny biegun w RHP
oraz podwójny biegun w RHP
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
56
Odpowiedź impulsowa i jednostkowa
układ otwarty
Gvg(s)
układ zamknięty
Gvg′(s)
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
57
Kompensator PD
Założenia dla kompensatora:
fc′ = 1 kHz
φm = 30° → θ = 74,4°
dodatni zapas fazy
Gc(s)
T(s) = Tu(s) · Gc(s)
wykres Nyquista nie
obejmuje punktu −1+j0
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
58
Działanie kompensatora PD
Gvg″(s) = Gvg(s) / [1 + T(s)]
1 / [1 + T(s)]
wszystkie bieguny w LHP
wszystkie bieguny w LHP
odpowiedź jednostkowa ustala się
wartość ustalona jest mniejsza niż
poprzednio (dla Gvg)
oznacza to, że wrażliwość wyjścia na
zmianę składowej stałej napięcia
wejściowego zmniejszyła się
odpowiedź impulsowa
dąży do zera
a więc sprzężenie zwrotne działa
poprawnie
Łukasz Starzak, Sterowanie przekształtników elektronicznych, lato 2011/12
59