Laboratorium układów elektronicznych Zasilanie i

Transkrypt

Laboratorium układów elektronicznych
Ćwiczenie numer 1
Zasilanie i stabilizacja punktu pracy
tranzystorów bipolarnych i unipolarnych
Zagadnienia do przygotowania
•
Układy zasilania tranzystorów bipolarnych
•
Wpływ temperatury na podstawowe parametry tranzystora
bipolarnego
•
Współczynniki stabilizacji prądu kolektora
•
Układ lustra prądowego
•
Zasilanie tranzystorów unipolarnych
•
Zasilanie dwubramkowych tranzystorów MOSFET
Literatura
[1]. Guziński A., Liniowe elektroniczne układy analogowe,
WNT, Warszawa 1993.
[2]. Kuta S., Elementy i układy elektroniczne, cz.I. AGH
UWND, Kraków 2000.
[3]. Nosal Z., Baranowski J., Układy elektroniczne cz.I. Układy
analogowe liniowe. WNT, Warszawa 1998.
Ćwiczenie numer:1 Zasilanie i stabilizacja punktu pracy tranzystorów bipolarnych i unipolarnych
1. Układy zasilania tranzystorów bipolarnych
Ogólny układ zasilania tranzystora bipolarnego n-p-n pokazano na rys. 1, a jego
równoważny schemat zastępczy dla prądu stałego na rys. 2. Wartości rezystorów i napięć
zasilających dwubateryjny układ zastępczy z rys. 2 określają poniższe wzory:
R6
R1
R5
R3
UCE
R2
EC
UBE
IE
EB
R4
Rys.1. Schemat ogólnego układu zasilania tranzystora bipolarnego n-p-n.
RB = R3 +
R1 R2
R1 + R2 + R6
1.1
R E = R4 +
R 2 R6
R1 + R2 + R6
1.2
RC = R5 +
R1 R6
R1 + R2 + R6
1.3
E BB =
R1 + R6
R2
EB
EC +
R1 + R2 + R6
R1 + R2 + R6
1.4
ECC =
R6
R1 + R2
EB
EC +
R1 + R2 + R6
R1 + R2 + R6
1.5
Znając wartości elementów dwubateryjnego układu zastępczego z rys. 2, prąd
kolektora IC można obliczyć ze wzoru (1.6),
Wydział Elektroniki Mikrosystemów i Fotoniki, Politechnika Wrocławska
2
RC
IC
RB
IB
UCE
ECC
UBE
IE
EBB
RE
Rys. 2. Dwubateryjny układ zasilania tranzystora bipolarnego.
IC =
β 0 ( E BB − U BE ) + ( β 0 + 1)( RB + RE ) I CB 0
RB + ( β 0 + 1) RE
1.6
gdzie: β0 - stałoprądowy współczynnik wzmocnienia prądowego
ICB0 - prąd zerowy tranzystora gdy IE = 0 (w tranzystorach germanowych
jest to prąd
nasycenia IS złącza baza – kolektor, a w tranzystorach
krzemowych jest to prąd generacji termicznej Ig złącza baza –
kolektor).
a napięcie kolektor emiter UCE ze wzoru (1.7):
U CE = ECC − RC I C − RE I E
Prąd emitera IE
1.7
IE = IB + IC wynosi:
 β +1
 β + 1
 I C −  0
 I CB 0
I E =  0
β
β
 0 
 0 
1.8
Uwzględniając zależności (1.7) i (1.8) napięcie kolektor emiter UCE wyniesie:
U CE = ECC +

β0 + 1
β +1 
RE I CB 0 − I C  RC + 0
RE 
β0
β0


1.9
3
Jak wynika ze wzoru (1.6), przy stałym napięciu zasilania prąd kolektora jest funkcją
trzech parametrów tranzystora bipolarnego: UBE , β0, ICB0 :
I C = f (U BE , β 0 , I CB 0 )
1.10
Zmiany punktu pracy tranzystora mogą być spowodowane wpływem temperatury,
starzeniem się rezystorów lub rozrzutem produkcyjnym parametrów tranzystora.
Różniczka zupełna funkcji (1.10) wynosi:
dI C =
∂I C
∂I
∂I C
dI CB 0
dU BE + C dβ 0 +
∂I CB 0
∂β 0
∂U BE
1.11
Zastępując różniczkę zupełną skończonymi przyrostami, otrzymamy:
∆I C = S u ∆U BE + S β ∆β 0 + S i ∆I CB 0
gdzie: SU =
∂I C
,
∂U BE
Sβ =
∂I C
,
∂β 0
SI =
1.12
∂I C
.
∂I CB 0
Pochodne cząstkowe prądu kolektora IC nazywane są współczynnikami stabilizacji prądu
kolektora. Im współczynniki stabilizacji SU,, Sβ, SI
są mniejsze tym lepsza jest
stabilizacja prądu kolektora IC (zmiany ∆I C są mniejsze). Dla układu dwubateryjnego z
rys. 2 współczynniki te wynoszą:
β0
RB + ( β 0 + 1) RE
1.13
( β 0 + 1)( RB + RE )
RB + ( β 0 + 1) RE
1.14
Su = −
Si =
W krzemowych tranzystorach prąd zerowy ICB0 jest bardzo mały i możemy go
pominąć we wzorach (1.6), (1.8) i (1.9) otrzymamy wówczas:
IC ≅
β 0 ( E BB − U BE )
RB + ( β 0 + 1)( RB

β +1 
U CE ≅ ECC − I C  RC + 0
RE 
β0


1.15
1.16
4
Obliczając pochodną cząstkową
∂I C
∂β 0
zależności (1.15) otrzymamy współczynnik
stabilizacji prądu kolektora Sβ:
Sβ ≅
RB + RE
β 0 R B + ( β 0 + 1) RE
1.17
IC
W praktyce inżynierskiej stosuje się prostsze układy zasilania niż układ pokazany
na rys. 1. Tranzystory bipolarne zasilane są najczęściej z jednej baterii. Układy te
pokazano na rysunkach 3 ÷ 8. Układ z rysunku 3 możemy potraktować jako układ
dwubateryjny z rysunku 2, w którym EBB = EC,
RB = R1,
RE = 0, stąd podstawiając te
dane do wzoru (1.6) otrzymujemy wzór (1.18) na prąd kolektora Ic.
IC =
β 0 ( EC − U BE ) + ( β 0 + 1) I CB 0 R1
R1
1.18
EC
R1
RC
Rys. 3. Układ zasilania stałym prądem bazy.
Jak widać z powyższego wzoru prąd kolektora jest
wprost proporcjonalny do
stałoprądowego współczynnika wzmocnienia prądowego β0, co może znacznie zmieniać
punkt pracy tranzystora. Układ ten jest szczególnie wrażliwy na zmiany β0 tranzystora.
Rezystor R1 w tym układzie polaryzacji jest rzędu megaomów. Tak duże rezystory nie są
realizowalne w układach monolitycznych.
Układ zasilania ze sprzężeniem kolektorowym pokazano na rys. 4. Napięciowe
sprzężenia zwrotne przez rezystor RF stabilizuje napięcie UCE. Wzrost tego napięcia
5
powoduje zwiększenie prądu bazy IB, wzrośnie więc prąd kolektora IC, co spowoduje
zmniejszenie napięcia kolektor emiter Uce. Dla układu z rysunku 4 możemy napisać :
E C = RC ( I C + I B ) + R F I B + U BE
1.19
I C = β 0 I B + ( β 0 + 1) I CB 0
1.20
Eliminując z układu równań (1.19), (1.20) prąd bazy IB, otrzymamy wzór (1.21) na prąd
kolektora IC w układzie z rys.4.
EC
RC
RF
Rys. 4. Układ zasilania ze sprzężeniem kolektorowym.
IC =
β 0 ( EC − U BE ) + ( β 0 + 1)( RF + RC ) I CB 0
RF + ( β 0 + 1) RC
1.21
Układ z rysunku 5 możemy traktować jako układ dwubateryjny, w którym EBB = EC,
RB = R1 , stąd podstawiając te dane do wzoru (1.6) otrzymujemy wzór (1.22) na prąd
kolektora Ic.
IC =
β 0 ( EC − U BE ) + ( β 0 + 1)( R1 + RE ) I CB 0
R1 + ( β 0 + 1) RE
1.22
6
EC
R1
RC
RE
Rys. 5. Układ zasilania stały prądem bazy i ze sprzężeniem emiterowym.
W układzie polaryzacji tranzystora z rys. 5 sprzężenie zwrotne prądowe poprzez
rezystor RE stabilizuje prąd emitera IE. Wzrost prądu emitera zmniejszy napięcie UBE,
zmaleje prąd bazy i zmniejszy prąd emitera.
Układ polaryzacji tranzystora z rys. 6 nie jest objęty sprzężeniem zwrotnym i ma
podobne właściwości jak układ z rysunku 3. Jest on szczególnie wrażliwy na zmiany
stałoprądowego współczynnika wzmocnienia prądowego β0. Prąd kolektora obliczamy ze
wzoru (1.23):
EC
R1
RC
R2
Rys. 6. Potencjometryczny układ zasilania bez sprzężenia emiterowego.
7
IC =
β 0 ( E BB − U BE ) + ( β 0 + 1) RB I CB 0
RB
1.23
gdzie:
RB =
Potencjometryczny układ
R1 R2
R2
, a E BB =
EC .
R1 + R2
R1 + R2
zasilania
z rys. 7 ze sprzężeniem emiterowym
stabilizuje prąd emitera i jest najczęściej stosowany w układach dyskretnych.
EC
RC
R1
R2
RE
Rys. 7. Potencjometryczny układ zasilania ze sprzężeniem emiterowym.
Prąd kolektora określa wzór (1.24):
IC =
β 0 ( E BB − U BE ) + ( β 0 + 1)( RB + RE ) I CB 0
RB + ( β 0 + 1) RE
1.24
gdzie:
RB =
R2
R1 R2
, a E BB =
EC
R1 + R2
R1 + R2
Układ potencjometryczny ze sprzężeniem emiterowym i kolektorowym pokazano
na rys. 8. Prąd kolektora układu z rys. 8 można obliczyć ze wzoru (1.6) zastępując ten
układ równoważnym układem dwubateryjnym, obliczając wartości rezystorów: RB , RE, RC
,
oraz wartości napięć zasilających EBB, ECC i podstawiając je do wzoru (1.6).
E BB =
R2
EC
R F + R2 + Rc
ECC =
R F + R2
EC
R F + R2 + Rc
8
RB =
R F R2
RF + R2 + Rc
RC =
R E = Re +
R 2 Rc
R F + R2 + Rc
RF Rc
RF + R2 + Rc
EC
Rc
RF
R2
Re
Rys. 8. Potencjometryczny układ zasilania ze sprzężeniem emiterowym i kolektorowym.
W układach scalonych unika się stosowania rezystorów ze względu na rozrzuty
produkcyjne wartości rezystancji, ponadto zakres wartości rezystancji wytwarzanych
ograniczony jest do kilkudziesięciu kiloomów. Dlatego rezystory zastępuje się źródłami
prądowymi. Rezystory pracujące jako obciążenia zastępuje się tranzystorami będącymi
obciążeniami dynamicznymi.
Na rys. 9a pokazano układ lustra prądowego wykorzystywanego bardzo często do
zasilania tranzystorów w układach scalonych.
Jeżeli tranzystory są identyczne to dla tego układu można napisać:
E C = ( I C + 2 I B ) R1 + U BE
1.25
I C = β 0 I B + ( β 0 + 1) I CB 0 )
1.26
oraz:
Rozwiązując układ równań (1.25), (1.26) otrzymamy:
IC =
β 0 ( EC − U BE ) + 2( β 0 + 1) R1 I CB 0
( β 0 + 2) R1
1.27
9
Gdy wymagane są małe prądy źródła i mała wrażliwość źródła prądowego na zmiany
napięcia zasilającego stosuje się w układach scalonych stałoprądowe źródło Widlara z
rys.9b. Prąd tego źródła wynosi [1]:
IC2 =
I
E
UT
U
ln C1 ≈ T ln C
RE I C 2 RE R1 I C 2
a)
EC
IC
2IB
b)
EC
RC
R1
IC
IC1
R1
1.28
RC
IC2
IB1+IB2
T1
T2
IB
T1
IB
T2
IB1
UBE
IB2
UBE
RE
Rys. 9. Źródła stałoprądowe: a – lustro prądowe, b – źródło Widlara.
Współczynniki stabilizacji prądu kolektora dla lustra prądowego wynoszą:
Su = −
β0
( β 0 + 2) R1
1
R1
1.29
2( β 0 + 1)
≈2
( β 0 + 2)
1.30
2I C
2I R
≈
β0 + 2 β0 + 2
1.31
Si =
Sβ ≅
≈−
2. Układy zasilania tranzystorów unipolarnych
2.1. Wstęp
Zasadnicze różnice układów zasilania występują między tranzystorami MOSFET
pracującymi z kanałem wzbogacanym a tranzystorami JFET i MOSFET pracującymi ze
zubożaniem. Projektowanie takich układów zasilania przedstawiono w pracy [1].
10
2.2. Układy zasilania tranzystorów MOSFET z kanałem wzbogacanym
+UDD
R1
RD
+UDD
R1
UDS.
RD
R3
UDS
UGS
UGS
R2
R2
RS
RS
Rys. 10. Układy zasilania tranzystorów MOSFET z kanałem n wzbogacanym.
Układy zasilania tranzystorów MOSFET z kanałem wzbogacanym n i p pokazano
na rysunkach 10 i 11. Tranzystory te pracujące w zakresie nasycenia (pentodowym),
wtedy gdy napięcie dren źródło UDS jest większe od różnicy napięć bramka źródło i
napięcia progowego UT tj. UDS > UGS – UT posiadają jednakowe znaki napięć UDS i UGS ,
zatem mogą być zasilane z jednej baterii. Napięcia UDS.
i
UGS
są dodatnie w
tranzystorach z kanałem n i ujemne w tranzystorach z kanałem p. Tranzystory MOSFET
charakteryzują się dużym rozrzutem produkcyjnym parametrów i dlatego zasila się je
układami potencjometrycznymi z rezystorem źródłowym RS. Układy zasilania podobne są
do układów zasilania tranzystorów bipolarnych.
zastąpić
EGG =
układem
dwubateryjnym
w
Układy z rysunków 10 i 11
można
RGG =
R1 R2
,
R1 + R2
którym:
EDD
=
UDD,:
R2
U DD .
R1 + R2
Punkt pracy tych tranzystorów dla IG = 0 opisany jest układem dwóch równań:
11
E GG = U GS + RS I D
1.32
U DD = U DS + ( R D + RS ) I D
1.33
stąd punkt pracy określają wzory (1.32) i (1.33):
ID =
EGG −UGS
RS
1.32
R

U DS = U DD − ( RD + RS ) I D = U DD − ( EGG − U GS ) D + 1
 RS

gdzie: EGG =
1.33
R2
U DD .
R1 + R2
-UDD
R1
RD
-UDD
R1
RD
UDS.
UDS.
UGS.
UGS.
R2
RS
R2
RS
Rys. 11. Układy zasilania tranzystorów MOSFET z kanałem p wzbogacanym.
3. Układy zasilania tranzystorów JFET i MOSFET z kanałem zubażanym
W tranzystorach JFET i MOSFET z kanałem zubażanym napięcia UDS i UGS mają
różne znaki, zatem mogą być zasilane układami dwubateryjnymi (rys.12) lub układami z
automatycznym minusem (tranzystory JFET
i MOSFET z kanałami n )
automatycznym plusem (tranzystory JFET i MOSFET z kanałami p)
rys. 13 lub z
rys. 14, czy też
12
układami potencjometrycznymi z rezystorem źródłowym jak pokazano na rysunku 15. W
układach dwubateryjnych z rys. 12, zgodnie z zaznaczonymi kierunkami napięć UGS, UDS i
prądu drenu ID punkt pracy opisują dwa równania:
E GG = U GS − RS I D
1.34
E DD = U DS + ( R D + RS ) I D
1.35
ID
RD
ID
RG
RD
RG
UDS
UDS
EGG
EDD
EGG
UGS
EDD
UGS
RS
RS
kanał n
ID
RD
ID
RG
RD
RG
UDS.
UDS.
EDD
EGG
UGS
EGG
RS
UGS
EDD
RS
kanał p
Rys. 12. Dwubateryjne układy zasilania tranzystorów JFET i MOSFET z kanałem zubażanym.
W układach z rys. 13 (automatyczny minus) i rys. 14 (automatyczny plus) zgodnie
z zaznaczonymi kierunkami napięć punkt pracy tranzystora opisują równania (1.34) i
(1.35) jeżeli uwzględnimy fakt, że EGG = 0, otrzymamy wówczas:
U GS = R S I D
1.36
E DD = U DS + ( R D + RS ) I D
1.37
13
Przy dużych rozrzutach produkcyjnych parametrów tranzystorów JFET i MOSFET stosuje
się zmodyfikowany układ potencjometryczny z rys. 15. Rezystor R3 zwiększa jedynie
rezystancje wejściową układu, nie wpływa na punkt pracy tranzystora.
UDD
UDD
RD
RD
UDS.
UDS.
UGS.
UGS.
RG
RS
RG
RS
Rys 13. Układy zasilania tranzystorów JFET i MOSFET z automatycznym minusem.
- UDD
RD
- UDD
RD
UDS.
UDS.
UGS.
RG
UGS.
RS
RG
RS
Rys 14. Układy zasilania tranzystorów JFET i MOSFET z automatycznym plusem.
14
W praktyce najczęściej stosowane są układy polaryzacji tranzystorów z ujemnym
sprzężeniem zwrotnym dla prądu stałego:
- układ z ze stałym prądem bazy i ze sprzężeniem emiterowym,
-.układ
potencjometryczny
ze
sprzężeniem
emiterowym
(źródłowym
w
tranzystorach unipolarnych ),
- układ ze sprzężeniem kolektorowym
R1
RD
R1
RD
ID
ID
R3
R3
UDS.
UDS.
ED
ED
UGS
UGS
R2
R2
RS
RS
RD
R1
R3
R1
ID
RD
R3
ID
UDS
UDS
ED
UGS
ED
UGS
R2
RS
RS
Rys 15. Układ potencjometryczny zmodyfikowany do zasilania tranzystorów JFET i MOSFET
z kanałem zubażanym.
4. Wzmacniacz w układzie wspólnego źródła
Chcąc obliczyć parametry wzmacniacza należy tranzystor JFET zastąpić liniowym
modelem małosygnałowym. Model ten pokazano na rys.16.
15
G
D
Cgd
Cgs
gmUgs ~
Cds
gds
Rys. 16. Model liniowy tranzystora JFET dla małych sygnałów
Macierz admitancyjna [y] tego modelu po uziemieniu źródła podano poniżej.
− jωC gd
 jω (C gs + C gd )

[ y] = 
g ds + jω (C ds + C gd )
 g m − jωC gd
4.1
W zakresie średnich częstotliwości otrzymamy następująca macierz [y]:
0 
g ds 
0
[ y] = 
g m
4.2
ponieważ kondensatory Cgs , Cgd , Cds są bardzo małe i można je pominąć.
Schemat wzmacniacza na tranzystorze BF 245B z rysunku 20 w zakresie AC2
pokazano na rysunku 17, na którym tranzystor JFET zamieniono trójnikiem o macierzy
admitancyjnej [y] podanej wzorem (4.2).
G
Rgen
R3
100 k
U1
D
[y]
S
RD
U2
RL 10 k
Eg ~
R1
R2
Rys. 17. Wzmacniacz w zakresie średnich częstotliwości jako czwórnik aktywny
Macierz admitancyjna [Y] czwórnika oznaczonego na tym rysunku linią przerywaną jest
następująca:
16
 1
R
[Y ] =  G
g
 m



1 
g ds +
R D 
0
gdzie : RG = 100kΩ +
R1R 2
R1 + R 2
4.3
Znając macierz [Y] czwórnika możemy obliczyć wzmocnienie KU ze wzoru (4.4)
KU =
U2
Y21
gm
=−
=−
= − g m ( Rds RD RL )
1
1
U1
Y22 + YL
g ds +
+
RD RL
4.4
Ponieważ rezystancja wyjściowa tranzystora Rds. jest na ogół dużo większa od
równoległego połączenia rezystancji RD i rezystancji obciążenia RL, która jest na stałe
wlutowana
w makiecie pomiarowej wzmacniacza i wynosi 10 kΩ. Wzmocnienie
wzmacniacza możemy obliczyć ze wzoru (4.5). Transkonduktancję gm tranzystora BF
245B należy wyznaczyć z charakterystyki przejściowej w punkcie pracy tranzystora.
4.5
K U ≅ − g m ( RD RL )
Impedancję wejściową można obliczyć ze wzoru (4.5)
Z WE =
1
=
YWE
1
Y Y
Y11 − 12 21
Y22 + YL
4.5
W zakresie AC2 Y12 = 0, a Y11 = 1/RG, stąd rezystancja wejściowa wzmacniacza wyniesie:
RWE = RG = 100kΩ +
R1R 2
R1 + R 2
4.6
Podobnie rezystancja wyjściowa wzmacniacza wyniesie:
Z WY =
1
=
YWY
1
1
=
= ( Rds R D ) ≈ R D
Y12Y21
Y22
Y22 −
Y11 + Yg
4.7
Wzmocnienie skuteczne wzmacniacza w zakresie średnich częstotliwości jest równe:
KUSK =
U2
RWE
=
KU
Eg RWE + Rgen
4.8
Tak więc, jeżeli rezystancja wewnętrzna generatora sterującego wzmacniacz jest dużo
mniejsza od 100 kΩ to wzmocnienia KU i KUSK będą prawie równe.
17
5.Przebieg ćwiczenia
1. Ustawić napięcie zasilania makiety min. 15V
2. Zmierzyć woltomierzem cyfrowym napięcia na bazach, kolektorach i emiterach
tranzystorów (T1÷T4) względem masy i wyznaczyć punkty
pracy (UCEQ, ICQ )
tranzystorów (T1÷T4) w temperaturze otoczenia.
3. Włączyć grzanie układu scalonego i po upływie około 3 min zmierzyć ponownie
woltomierzem
cyfrowym
napięcia
na
bazach,
kolektorach
i
emiterach
tranzystorów (T1÷T4) względem masy.
4. Wyznaczyć na podstawie pomiarów określić zmiany punktu pracy (∆UCEQ, ∆ICQ )
spowodowane wzrostem temperatury oraz zmiany ∆UBE tranzystora T1.
5. Przyrost temperatury podłoża
∆T =
układu scalonego oszacować ze wzoru
∆U BE
.
− 2mV / K
6. Przyjmując β0 = 110 obliczyć na podstawie danych ze schematu elektrycznego
współczynniki stabilizacji prądu kolektora SU, Si,
Sβ oraz obliczyć ∆ICQ
na
podstawie wzoru: ∆ICQ = SU ∆UBE,+ Sβ ∆β0+ Si ∆ICB0. Składnik sumy Si ∆ICB0 pominąć.
6. Zmontować zaprojektowany układ zasilania tranzystora JFET zgodnie z własnym
projektem zmierzyć woltomierzem cyfrowym napięcie UDS (dren – źródło) oraz
napięcie zasilania i wyznaczyć punkt pracy tranzystora.
7. Zmierzyć
wzmocnienie napięciowe KU
oraz częstotliwość dolną i górną
wzmacniacza z tranzystorem BF245.
8. Obliczyć wzmocnienie napięciowe KU.
9. Dla wzmacniacza z tranzystorem dwubramkowym zmierzyć zależność KU = f(UG2)
przy częstotliwości generatora f = 100 kHz.
Kolejność wykonywania ćwiczenia uzgodnić z prowadzącym.
5. Zadanie projektowe
Zaprojektować potencjometryczny zmodyfikowany układ zasilania tranzystora BF 245B o
następujących parametrach:
napięcie zasilana: ED = 15 V,
punkt pracy tranzystora : IDQ = 1, 2, 3, 4, 5 mA ∆IDQ= ± 10% ID
UDSQ = 5, 6, 7, 8V
Parametry tranzystora BF 245B
18
6 mA ≤ IDSS ≤ 15 mA
1,9 V ≤ -UP ≤ 4,3 V
5.1 Przykład obliczenia układu zasilania tranzystora BF245B
Równanie opisujące charakterystykę przejściową tranzystora JFET przedstawia
wzór (1.38):
 U
I D = I DSS 1 − GS
 UP



2
1.38
Stąd można obliczyć napięcie UGS jeżeli znane są wartości ID, IDSS i UP

I D 
UGS = U P 1 −

I DSS 

1.39

I D2 
UGS2 = UPmax1 −

I DSSmax 

1.40
Z rys.16 mamy:

I D1 
UGS1 = U P min1 −

1.41
I DSSmin 

Wstawiając dane tranzystora BF245B i dane z zadania projektowego IDQ = 1 mA,
∆IDQ= ± 10% IDQ oraz UDSQ = 5V do wzorów (1.41) i (1.41) mamy:



I D2 
 = −4,3V 1− 1,1mA  = −3,173V
U GS2 = U P max1−


I DSS max 
16mA 





I D2 
 = −1,9V 1− 0,9mA  = −1,164V
U GS1 = U P min 1−


I DSS min 
6mA 


1.42
1.43
Rezystor RS w gałęzi źródła obliczymy ze wzoru:
RS =
U GS2 −UGs1 − 3,173V +1,164V
=
= 10,045kΩ
I D2 − I D1
1,1mA− 0,9mA
1.44
Przyjmujemy rezystor z szeregu E24 większy od obliczonego RS = 11kΩ.
Spadek napięcia na rezystorze RS wyniesie URs = 1mA × 11kΩ = 11V
Jeżeli do 11V dodamy UDSQ = 5V to otrzymamy 16V tj. więcej niż napięcie zasilania na
płytce makiety, które wynosi 15V, zatem dla tych danych projektowych nie da się
19
zrealizować układu zasilającego
z rysunku 19. Aby projekt był realizowalny należy
zwiększyć napięcie zasilania o spadek napięcia na rezystorze RD
lub wybrać inne dane
do projektu np. IDQ = 1 mA, ∆IDQ= ± 20% IDQ oraz UDSQ = 6V.
ID
IDSSmax
−
1
RS
IDSSmin
ID2
ID1
Upmax
Upmin UGS2
UGS1
EGG
Rys.18. Ilustracja sposobu doboru rezystora źródłowego RS przy rozrzucie produkcyjnym parametrów
tranzystora JFET w układzie potencjometrycznym zmodyfikowanym z rys 15.
Mamy wówczas:



I D2 
 = 4,3V 1− 1,2mA  = −3,122V
U GS2 = U P max 1−


16mA 
I DSSmax 





I D2 
 = 1,9V 1− 0,8mA  = −1,206V
U GS1 = U P min 1−



6mA 
I DSSmin 


RS =
U GS2 −UGs1 − 3,122V +1,206
=
= 4,79kΩ
I D2 − I D1
1,2mA− 0,8mA
1.45
1.46
1.47
Przyjmujemy rezystor z szeregu E24 większy od obliczonego RS = 5,1kΩ
Rezystor RD będzie równy:
RD =
ED − UDSQ − I DQRS
I DQ
=
15V − 6V − 1mA⋅ 5,1k
= 3,9kΩ
1mA
1.41
20
Pomijając prąd bramki IG ≈ 0 możemy obliczyć rezystory R1 i R2.
Należy skorzystać z oczywistych zależności:
E GG = U R 2 = U RS + U GSQ = U RS +
U GS 2 + U GS1
− 3,122 − 1,206
= 5,1V +
V = 2,936V
2
2
1.48
R2
ED =
R1 + R2
1.49
oraz:
U R2 =
E
R
1+ 1
R2
Stąd:
R1
E
15V
= D −1 =
− 1 = 4,109
R2 U R 2
2,936V
1.50
Przyjmując np. R1 =.110kΩ otrzymujemy = 26,771kΩ ≈ 27k z szeregu E24.
Schemat makiety pomiarowej z tranzystorami bipolarnymi pokazano na rys. 19.
Dwa układy scalone
UL 1111
(LM 3086) zawierają
po pięć tranzystorów. Jeden z
tranzystorów w układzie wtórnika emiterowego służy do podgrzewania podłoża układu
scalonego. Pozostałe cztery tranzystory z każdego układu scalonego wykorzystano do
budowy różnych układów zasilania tranzystorów. Punkty pracy tranzystorów w
temperaturze pokojowej we wszystkich układach są podobne ICQ ≈ 1mA, UCEQ ≈ 4,5 V.
Wszystkie tranzystory zasilane są napięciem stabilizowanym
12V, a statyczna prosta
pracy jest taka sama we wszystkich układach polaryzacji.
Makieta pomiarowa z tranzystorami unipolarnymi (rys. 20) zawiera dwa
wzmacniacze w konfiguracji wspólnego źródła, jeden na tranzystorze BF 245 a drugi na
tranzystorze dwubramkowym BF 961. Elementy układu polaryzacji tranzystora BF 245
rezystory R1, R2, RD, RS należy obliczyć w ramach zadania projektowego i zamontować w
makiecie. Pozostałe elementy wzmacniaczy są na płytce drukowanej makiety
Wzmacniacz na tranzystorze dwubramkowym BF 961 możemy traktować jako
kaskodowe połączenie OS – OG dwóch tranzystorów MOS, ponieważ bramka górnego
tranzystora jest zwarta do masy przez kondensator 47 nF. Wzrost napięcia UGS2
drugiej bramce zwiększa napięcie
na dolnym tranzystorze
na
i wzmocnienie Ku
wzmacniacza rośnie (zwiększa się |y21s|).
21
grzanie
2,33M
7,5k
7,5k
100k
7,5k
51k
5,1k
4,7k
430k
T3
T4
T5
+12V
T1
T2
6,8k
6,8k
20k
2,4k
+15V
7812
240
UBE
11k
7,5k
1.8k
7,5k
grzanie
4,7k
T4
T5
T1
T2
+12V
T3
7812
6,8k
UBE
47
Rys. 19. Schemat makiety pomiarowej z tranzystorami bipolarnymi
+15V
240
RD
CF
R1
10µF
100k
BF 245B
R3
R2
+15V
100µ
1µF
RS
+18V
7815
10k
20k
1k
10k
2,7k
47n
47n
BF 961
+12V
4,7n
+15V
7812
10k
100k
360
680n
Rys. 20. Schemat makiety pomiarowej z tranzystorami unipolarnymi
23

Laboratorium układów elektronicznych Zasilanie i

Transkrypt

Podobne dokumenty

Uszczelnienie statyczne X-RING/QUAD-RING

Alternatywne układy chromatografu preparatywnego/procesowego

CO POWINNO ZANIEPOKOIĆ RODZICÓW?

Instrukcja instalacji iFK w sieci lokalnej

PAUza Akademicka Nr 60–62, 17–31 grudnia 2009 Str. 5