kompensacja błędów dynamicznych w odbiornikach do szybkich

kompensacja błędów dynamicznych w odbiornikach do szybkich

Łukasz Śliwczyński,
Akademia Górniczo – Hutnicza, Katedra Elektroniki
al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków
e-mail: [email protected]
2006
Poznańskie Warsztaty Telekomunikacyjne
Poznań 7 - 8 grudnia 2006
KOMPENSACJA BŁĘDÓW DYNAMICZNYCH W ODBIORNIKACH DO
SZYBKICH PAKIETOWYCH SYSTEMÓW ŚWIATŁOWODOWYCH Z
FILTRACJĄ PREAMBUŁY
Streszczenie: W artykule przedstawiono rozszerzenie
koncepcji układu wytwarzania progu komparacji wykorzystującego filtrację preambuły, przeznaczonego dla światłowodowych systemów pakietowych. W fazie przestrajania
nieliniowego filtru w układach takich powstaje pewien błąd
w wytwarzanej wartości progowej, który stosunkowo wolno
zanika. Powoduje on zniekształcenia czasu trwania bitów,
jak również pogarsza stopę błędów. Przedstawione w artykule rozważania i wyniki eksperymentów pokazują, że
składowa błędów może być skompensowana, co znacząco
poprawia parametry układu odbiorczego.
1. WSTĘP
Systemy światłowodowe w których dane są przesyłane w sposób pakietowy (ang. burst-mode) stwarzają
dogodną możliwość współdzielenia medium transmisyjnego dzięki wykorzystaniu protokołu TDMA (ang. Time
Division Multiply Access). Zadaniem tego protokołu jest
zapewnienie, aby każdy współużytkownik systemu wysyłał swój pakiet danych w ściśle określonej szczelinie
czasowej, gwarantując w ten sposób transmisję bez kolizji. Takie podejście jest wykorzystywane na przykład w
światłowodowych sieciach pasywnych PON (ang. Passive Optical Networks) w kierunku „upstream”, gdzie
wiele terminali ONU (ang. Optical Network Unit) kontaktuje się z jedną stacją centralną OLT (ang. Optical
Line Termination) [1]. Prace nad przygotowaniem zaleceń normatywnych dla światłowodowych sieci PON są
prowadzone przez komitety ITU oraz IEEE. Na chwilę
obecną standardy ITU obejmują sieci ATM PON pracujące z szybkościami 155 Mbit/s i 622 Mbit/s [2] oraz
GPON, gdzie szybkość transmisji sięga 2.5 Gbit/s [3].
IEEE opracowało standard sieci EPON (Ethernet PON),
w którym prędkość transmisji wynosi 1.25 Gbit/s [4,
klauzula 64 i 65]. IEEE prowadzi też prace nad systemem PON, w którym szybkość transmisji będzie równa
10 Gbit/s.
Pakietowy sposób prowadzenia transmisji w sieci
światłowodowej wymaga aby każdy pakiet był odbierany indywidualnie. W szczególności jest konieczne ustalenie dla każdego z pakietów progu komparacji w taki
sposób, aby zminimalizować bitową stopę błędów
(BER). Jest też konieczne odtworzenie zegara transmisyjnego. Aby umożliwić te zadania każdy pakiet trans-
mitowany w sieci PON jest poprzedzany specjalną preambułą.
Długość i postać preambuły zależą od standardu
transmisyjnego oraz od prędkości transmisji. Według
zaleceń ITU wynosi ona od 8 do 108 bitów [2, 3], przy
czym przy większych prędkościach długość preambuły
jest większa. Zawartość preambuły może być zaprogramowana przez OLT w momencie konfigurowania połączenia OLT-ONU, przy czym w praktyce stanowi ją ciąg
naprzemiennie występujących jedynek i zer. W standardzie IEEE [4] preambuła jest znacznie dłuższa i zawiera
kilka części: czas Ton na włączenie lasera (512 ns, 640
bitów), czas Treceiver _ settling na ustalenie progu komparacji w odbiorniku (400 ns, 500 bitów), czas TCDR na
odtworzenie zegara szeregowego (400 ns) oraz czas
przeznaczony na osiągnięcie synchronizacji blokowej
( Tcode _ group _ align , odpowiadający 4 bajtom). W czasie
trwania preambuły powinny być nadawane symbole
IDLE zgodnie z tabelą kodową kodu 8B/10B [4, klauzula 36].
Przykładowy przebieg sygnału pakietowego na wyjściu wzmacniacza transimpedancyjnego jest pokazany na
Rys. 1. Należy zwrócić uwagę na fakt, że ze względu na
sposób pracy odbiornika pakietowego pewna początkowa część preambuły zostanie zniekształcona i w związku
z tym nie zostanie poprawnie odebrana. Dzieje się to
jednakże bez żadnych negatywnych konsekwencji dla
odbioru pozostałej części pakietu.
Standardowe odbiorniki pakietowe wykorzystują
układy szybkich detektorów szczytowych do wytwarzania progu komparacji dla detekcji bitów [5, 6, 7, 8].
Jednakże wykonanie detektora szczytowego mierzącego
sygnały rzędu pojedynczych mV jest dosyć trudne,
zwłaszcza w przypadku gigabitowych systemów PON.
preambuła
pakiet danych
VT
VTH
VO
VB
piedestał
Rys. 1. Sygnał na wyjściu wzmacniacza transimpedancyjnego.
Możliwe jest też wykonanie odbiornika, w którym próg
komparacji jest wyznaczany z bitu na bit, przy pomocy
odpowiednio szybkiego układu próbkującego [9]. W
niniejszym artykule jest przedstawione rozwinięcie koncepcji układu wykorzystującego filtrację preambuły
filtrem o przestrajanej stałej czasowej [10], w którym
dodatkowo zastosowano kompensację błędów dynamicznych powstających w fazie przestrajania filtru.
2. PODSTAWOWY UKŁAD Z FILTRACJĄ
PREAMBUŁY
Zasada działania, właściwości oraz sposób doboru
elementów układu wytwarzania progu komparacji wykorzystującego filtrację preambuły zostały szczegółowo
opisane w pracy [10]. Idea takiego układu jest przedstakomparator
ze wzmacniacza
transimpedancyjnego
–
UI
+
gm
UTH
C
Ictrl
RESET
detektor
początku
pakietu
odtworzone
dane
bufor
układ
sterujący
Rys. 2. Schemat blokowy układu filtracji preambuły
wraz z układem decyzyjnym
wiona schematycznie na Rys. 2. Sygnał danych jest
odtwarzany przez komparator na podstawie sygnału
otrzymywanego ze wzmacniacza trasimpedancyjnego
oraz progu komparacji. Próg ten jest z kolei uzyskiwany
z odbieranego sygnału poprzez jego dolnopasmową
filtrację w układzie złożonym ze wzmacniacza o regulowanej transkonduktancji gm obciążonego pojemnością C.
Przyjmując, że prąd Ictrl ma pewną ustaloną wartość
można zapisać transmitancję układu jako:
U TH
1
=
.
UI
1 + s C g m ( I cntr )
Widać stąd, że zmiana stałej czasowej filtru może się
odbywać poprzez zmianę transkonduktancji wzmacniacza, która z kolei jest uzależniona od prądu Ictrl. Przebieg
sygnału Ictr przestrajającego transkonduktancję gm jest
kształtowany w układzie sterującym w taki sposób, aby
przez początkową część preambuły stała czasowa była
porównywalna z czasem trwania bitu, zwiększając się
następnie do wartości kilkadziesiąt razy większej. Dzięki
temu próg komparacji może stosunkowo szybko zbliżyć
się do swej wartości ustalonej. Moment rozpoczęcia
zmiany transkonduktancji jest wyznaczany przez detektor początku pakietu.
3. PRZYCZYNY BŁĘDÓW PROGU KOMPARACJI
W układzie wytwarzania progu komparacji poprzez
nieliniową filtrację preambuły można wyróżnić kilka
rodzajów błędów. Jednym z nich są błędy statyczne,
powodowane przez wszelkiego rodzaju asymetrie układu, podobnie jak to jest w klasycznych wzmacniaczach
operacyjnych. Drugi rodzaj to błędy dynamiczne, powstające w fazie przestrajania filtru. Charakterystyczną
cechą błędów dynamicznych jest to, że w dłuższym
horyzoncie czasowym dążą one do zera dzięki ujemnemu sprzężeniu zwrotnemu w układzie. Czas zaniku błędu może być jednakże bardzo długi, tym większy, im
+
U
I2 =
ICTRL
T5
T7
I10 =
ICTRL
UWE
T3
+
T11
IWY
T1
ICTRL
I1 =
ICTRL
T2
T10
T4
T9
T12
I9 =
ICTRL
T6
T8
-
U
Rys. 3. Wzmacniacz o zmiennej transkonduktancji wykorzystywany w dalszej części pracy
większa jest zmiana transkonduktancji w fazie przestrajania filtru.
Błędy dynamiczne są ściśle związane ze strukturą
wzmacniacza o zmiennej transkonduktancji. Dlatego też
na Rys. 3 przedstawiono uproszczony schemat wzmacniacza wykorzystanego do budowy układu eksperymentalnego. Układ ten składa się zasadniczo z dwóch komplementarnych wtórników emiterowych (T1-T4 oraz T9T12) połączonych ze sobą wyjściami, oraz dwóch luster
prądowych (T5, T7 oraz T6, T8), które buforują prądy
kolektorowe tranzystorów T3 i T4, przekształcając je w
prąd wyjściowy układu. Transkonduktancję takiego
wzmacniacza można przybliżyć jako (zakładając równe
powierzchnie i jednakowe parametry tranzystorów):
g m ≅ g mT ≅ I ctrl U T ,
gdzie gmT oznacza transkonduktancję tranzystorów T3,
T4, T11 i T12, a UT jest potencjałem termicznym (26 mV
@ 300 K). Widać więc, że transkonduktancja układu
zależy wprost od wartości prądu sterującego Ictrl. Cechą
charakterystyczną przedstawionego wzmacniacza transkonduktancyjnego jest to, że dysponuje on potencjalnie
bardzo dużym prądem wyjściowym, równym w przybliżeniu βIctrl. Jest to istotne z punktu widzenia szybkości
zaniku napięcia na wyjściu filtru w sytuacji, gdy bezpośrednio po pakiecie danych o dużej amplitudzie jest
odbierany pakiet o amplitudzie małej.
Z kolei pewną wadą takiego rozwiązania jest konieczność użycia czterech źródeł prądowych, potrzebnych do sterowania transkonduktancją. Źródła te powinny wytwarzać prądy o dokładnie takich samych wartościach, jak również przestrajać się współbieżnie. W
rzeczywistości postulat ten jest trudny do spełnienia,
gdyż prądy I2 i I10 mają przeciwne znaki w stosunku do
prądów I1 i I9 co oznacza, że do ich wytworzenia jest
konieczne wykorzystanie układu odwracającego kierunek prądu (nie pokazanego na Rys. 3). Układ taki wnosi
pewne opóźnienie w związku z czym zmiana prądów I1 i
I9 nieznacznie wyprzedza zmianę prądów I2 i I10. W
stanie ustalonym cały prąd tranzystora T3 jest pobierany
przez tranzystor T4 (podobnie jest dla tranzystorów T11 i
T12). Natomiast w fazie przejściowej występuje pewna
nieskompensowana składowa prądu, która rozładowuje
kondensator C, obniżając tym samym napięcie na wyjściu układu (gdyby prądy I1 i I9 były wytwarzane przez
inwersję prądów I2 i I10 sytuacja byłaby odwrotna, i
kondensator byłby ładowany a napięcie na wyjściu by
wzrastało). Podobny efekt może powstawać również na
skutek różnych szybkości samych źródeł prądowych,
wynikających z konieczności użycia do ich budowy
tranzystorów o różnym typie przewodnictwa.
4. KONCEPCJA UKŁADU Z KOREKCJĄ
BŁĘDÓW DYNAMICZNYCH
Ponieważ błędy dynamiczne powstają tylko w trakcie
przestrajania filtru i nie zależą od amplitudy odbieranego
ze wzmacniacza
transimpedancyjnego
komparator
–
UI
+
gm
C
Ictrl
detektor
początku
pakietu
UX
UTH
+
–
układ
sterujący
odtworzone
dane
UKOR
Rys. 4. Układ wytwarzania progu komparacji z
kompensacją błędów dynamicznych
sygnału, więc nasuwa się koncepcja, aby je skompensować za pomocą identycznego sygnału, odejmowanego na
wyjściu filtru. Blokowy schemat odpowiedniego układu
jest przedstawiony na Rys. 4. Układ kompensujący może
być wykonany w formie analogowej bądź cyfrowej. W
przypadku analogowym układ kompensujący jest kopią
układu głównego, jednakże dla poprawnej pracy całości
jest konieczna duża symetria obydwu układów [10].
z układu
wykrywania
początku pakietu
napięcie UX z
przestrajanego filtru
DAC908
licznik
CLK
150 MHz
9
512 x 8
SRAM
XILINX
Spartan 3
8
+
–
UR2
próg
komparacji
+
–
IOUT
C/A
CLK
(150 MHz)
wyzwalanie
generator
pakietów
układ
kompensujący
RESET
Warunkiem poprawnej pracy układu jest jego wcześniejsza kalibracja. W jej trakcie współczynniki korekcyjne są dobierane w taki sposób, aby przy braku sygnału wejściowego napięcie na wyjściu wzmacniacza
różnicowego było równe zero podczas całej fazy przestrajania filtru.
5. WYNIKI EKSPERYMENTALNE
Wykonany układ eksperymentalny składał się z generatora pakietów o zmiennej amplitudzie oraz z układu
wytwarzania progu komparacji, zbudowanego według
wcześniej opisanej koncepcji. Jako wzmacniacz o
zmiennej transkonduktancji wykorzystano układ
OPA860 (Burr-Brown), natomiast jako układu decyzyj-
UTH
AD8130
IOUT
UR1
R C R C
Rys. 5. Schemat blokowy układu kompensującego
Układ kompensujący w formie cyfrowej jest znacznie bardziej skomplikowany, niemniej jednak łatwiejszy
do praktycznej realizacji i bardziej uniwersalny. Taka
koncepcja została przyjęta w układzie eksperymentalnym (Rys. 5). Proponowany składa się z licznika o pojemności 511, wyzwalanego z układu wykrywania początku pakietu. Równocześnie z rozpoczęciem zliczania
zaczyna się proces przestrajania filtru, a więc związany z
nim proces przejściowy. Licznik wystawia adresy dla
pamięci SRAM, w której zapisane są odpowiednie
współczynniki korekcyjne, zamieniane następnie na
sygnał napięciowy przez szybki przetwornik A/C
(DAC908, Texas Instruments). Ponieważ pakiet danych
jest w ogólności dłuższy niż pojemność licznika, zatrzymuje się on na swej maksymalnej wartości aż do
ustawienia jego stanu na zero na końcu pakietu. Pożądany próg komparacji dla układu decyzyjnego jest otrzymywany na wyjściu wzmacniacza różnicowego
(AD8130, Analog Devices). Napięcia UR1 i UR2 służą do
dopasowania poziomów pomiędzy wyjściem przetwornika C/A a wejściem wzmacniacza różnicowego. Część
cyfrowa układu została w całości zaimplementowana w
układzie FPGA firmy Xilinx z rodziny Spartan 3.
tłumik
przełączany
FDP
100 MHz
badany
układ
oscyloskop
HP54845A
Infinium
RESET
Rys. 6. Układ pomiarowy
nego użyto szybkiego komparatora ADCMP553 (Analog
Devices). Zastosowany układ OPA860 pozwalał na
około dwudziestokrotną zmianę transkonduktancji, co
przekłada się na taką samą zmianę dolnej częstotliwości
granicznej filtru. Oznacza to, że w czasie odbierania
pakietu danych zbyt długie ciągi zer lub jedynek mogą w
znaczący sposób wpływać na chwilową wartość wytwarzanego w układzie progu komparacji. W związku z tym
zdecydowano się, aby transmitowane dane zakodować
przy użyciu kodu 8B/10B, szeroko wykorzystywanego w
standardzie GigabitEtrhernet, jak również w sieciach
EPON. W kodzie tym maksymalna długość ciągu jednakowych symboli występujących obok siebie jest ograniczona do 5. Pomiary przeprowadzono przy założonej
prędkości transmisji równej 150 Mb/s przy użyciu
oscyloskopu cyfrowego HP 54245 Infinium. Układ pomiarowy jest przedstawiony na Rys. 6.
Pakiety wytwarzane przez generator składały się z
Rys. 7. Oscylogramy sygnału na wyjściu filtru 100 MHz
Rys. 8. Odpowiedź układu na zmianę sygnału przestrajającego filtr przy wyłączonym układzie korekcji
Rys. 10. Odpowiedź układu na zmianę sygnału przestrajającego filtr przy włączonym układzie korekcji
zdeformowane bity preambuły
Rys. 9. Sygnał na wyjściu układu decyzyjnego w układzie bez korekcji podczas odbioru pakietu o amplitudzie
5 mV poprzedzonego pakietem o amplitudzie 200 mV
Rys. 11. Sygnał na wyjściu układu decyzyjnego w układzie z korekcją podczas odbioru pakietu o amplitudzie
5 mV poprzedzonego pakietem o amplitudzie 200 mV
preambuły o długości 800 ns (120 bitów, naprzemiennie
symbole K28.5 i D5.6) oraz bloku symboli pseudolosowych. Cały pakiet liczył 1024 bity (ok. 7 µs) a przerwy
pomiędzy pakietami przyjęto równe 80 ns. Przełączany
tłumik umieszczony na wyjściu generatora pozwalał na
zmianę amplitudy kolejno wysyłanych pakietów, przy
czym powtarzały się one w sekwencji 200 mV, 200 mV,
5 mV, 130 mV, 5 mV, 75 mV, 5 mV i 5 mV. Filtr dolnoprzepustowy o paśmie 100 MHz kształtował zbocza
sygnału stosownie do założonej szybkości transmisji.
Oscylogram sygnału uzyskiwanego na wyjściu filtru jest
pokazany Rys. 7. Górny przebieg pokazuje sekwencję
nadawanych kolejno pakietów, natomiast dolny przedstawia powiększony fragment górnego przebiegu (zaznaczony elipsą) podczas zmiany z pakietu o największej
amplitudzie na pakiet najmniejszy. Dynamika tej zmiany
wynosi 40 razy, co odpowiada dynamice sygnału
optycznego rzędu 16 dB.
Dolny przebieg na Rys. 8 przedstawia sygnał na wyjściu filtru (napięcie UX na Rys. 4) podczas jego przestrajania przy braku sygnału wejściowego i przy wyłączonym układzie korekcji (dolny przebieg). Górny przebieg odpowiada sygnałowi przestrajającemu filtr. Można
zauważyć, że sygnał UX jest obarczony zarówno błędem
dynamicznym jak i statycznym. Ponadto, zgodnie z
przypuszczeniami poczynionymi w punkcie 4, błąd na
wyjściu układu jest ujemny.
Czas zaniku składowej dynamicznej błędu jest dosyć
długi w stosunku do czasu trwania bitu (ok. 6.7 ns) i
wynosi ponad 500 ns. Czas ten mógłby być nawet jeszcze dłuższy, gdyby w układzie była możliwa większa
zmiana transkonduktancji niż tylko dwudziestokrotna.
Tak długi czas trwania procesu przejściowego będzie
przyczyną zniekształcenia znacznej części preambuły co
będzie najwyraźniej widoczne w przypadku odbierania
pakietu o małej amplitudzie. Sygnał na wyjściu komparatora w takiej sytuacji jest pokazany na Rys. 9. Z rysun-
ku tego widać, że ok. 75% preambuły jest zniekształcone, przy czym znacząca część jest w ogóle nieodebrana,
a pozostała część jest obarczona znacznym jitterem.
Na Rys. 10 jest pokazany przebieg napięcia UTH
(patrz Rys. 4 i 5) zmierzony w takich samych warunkach, jak przebieg z Rys. 8 z tą różnicą, że układ korygujący błędy dynamiczne został włączony. Widać, że
wartość progowa została pozbawiona wszelkich niekorzystnych cech przebiegu z Rys. 8. Na oscylogramie są
widoczne jedynie niewielkie zafalowania będące skutkiem niedoskonałości procesu kalibracji. Z kolei na
Rys. 11 jest przedstawiony przebieg sygnału na wyjściu
komparatora w sytuacji analogicznej, jak pokazana na
Rys. 9. Widać, że zdeformowane bity występują tylko
przez okres początkowych 40 ns, w którym to czasie
próg komparacji się ustala. Pozostała część pakietu jest
odebrana poprawnie.
Na Rys. 12 jest przedstawiona wartość progowa wyznaczona w układzie dla sekwencji pakietów o amplitudach równych odpowiednio: 200 mV, 200 mV, 5 mV,
130 mV, 5 mV, 75 mV, 5 mV i 5 mV. Na przebiegu
można zauważyć pewne charakterystyczne cechy związane z pracą układu uśredniania preambuły. Na początku
odbioru każdego z pakietów wytwarzana wartość progowa zmienia się w dużym zakresie, co jest spowodof aza
śledzenia
f iltracja
dany ch
pseudoloso wy ch
f iltracj
a
b ł
Rys. 12. Wartość progowa wytworzona w układzie dla
sekwencji pakietów o różnych amplitudach
poprawia pracę układu wytwarzania progu komparacji.
Dzięki niemu w układzie eksperymentalnym ponad dziesięciokrotnie (z ok. 500 ns do ok. 40 ns) zmniejszył się
czas, w którym odbierane bity preambuły są bardzo
poważnie zdeformowane.
Rys. 13. Wykres oczkowy dla pakietu o amplitudzie
5 mV
Rys. 14. Wykres oczkowy dla pakietu o amplitudzie
200 mV
wane szerokim pasmem przenoszenia filtru, który „śledzi” w tym okresie sygnał wejściowy. Po zakończeniu
procesu przestrajania wartość progowa stosunkowo
szybko zbliża się do wartości średniej odbieranego pakietu. Na Rys. 12 wyraźnie są widoczne dwie fazy występujące w dalszej części przebiegu. W pierwszej filtrowaniu podlega preambuła, składająca się z powtarzającej się dwudziestobitowej sekwencji bitów. Ponieważ
w sekwencji tej występuje 11 jedynek i 9 zer, tak wiec
wartość średnia za ten okres jest nieco większa od połowy. W drugiej są filtrowane bity pseudolosowe, przy
czym w tej fazie wartość progowa nie jest stała, lecz
podlega wahaniom w pewnym zakresie, wynikającym z
pasma filtru oraz z maksymalnej liczby zer/jedynek
występujących bezpośrednio obok siebie.
Rys. 13 oraz Rys. 14 przedstawiają wykresy oczkowe
odbieranych pakietów, dla amplitudy równej odpowiednio 5 mV i 200 mV. Wykresy te są bardzo podobne do
siebie skąd można wnosić, że układ wytwarzania progu
komparacji z kompensacja błędów dynamicznych pracuje poprawnie, zarówno dla sygnałów o małych jak i
dużych amplitudach. Skuteczna wartość jitteru na wyjściu w obydwu przypadkach wynosiła ok. 135 ps, przy
czym jitter na wejściu był rzędu 95 ps. Zwiększona
wartość jitteru na wyjściu układu jest zrozumiała na tle
Rys. 12 i wynika z niestałości wytwarzanej wartości
progowej w czasie odbierania pakietu. Jitter ten mógłby
być zmniejszony, gdyby była możliwa zmiana transkonduktancji gm była większa niż 20 razy.
6. PODSUMOWANIE
W niniejszym artykule przedstawiono rozważania i
wyniki eksperymentalne, dotyczące układu wytwarzania
progu komparacji na podstawie filtracji preambuły, który
wykorzystuje układ korekcyjny do skompensowania
dynamicznego błędu powstającego w fazie przestrajania
nieliniowego filtru. Otrzymane wyniki pokazują, że
zastosowany cyfrowy układ kompensujący, pomimo
pewnej komplikacji układowej, w znaczącym stopniu
Jakkolwiek przedstawiony układ pracował z szybkością 150 Mb/s to stosunkowo łatwo jest tą szybkość
zwiększyć. Zasadnicza część układu pełni bowiem rolę
filtru dolnoprzepustowego i w związku z tym do jej
budowy nie są potrzebne szybkie elementy elektroniczne. Obecnie są prowadzone prace nad układem pracującym z szybkością 1.25 Gb/s.
7. LITERATURA
1. G. Kramer, G. Pesavento: “Ethernet passive optical
network (EPON): building a next-generation optical
access network”, IEEE Communications Magazine,
pp. 62-73, 2002
2. ITU-T Recommendation G.983.1: Broadband optical
access systems based on Passive Optical Networks
(PON). ITU, 1998
3. ITU-T Recommendation G.984.2: Gigabit-capable
Passive Optical Networks (GPON). ITU, 2003
4. IEEE Std 802.3-2005: Carrier Sense Multiple Access
with Collision Detection (CSMA/CD) Access Method and Physical Layer Specifications, IEEE, New
York, 2005
5. M. Nakamura, N. Ishihara, Y. Akazawa: „A 156Mb/s CMOS optical receiver for burst-mode transmission”, J. Solid-State Circuits, vol. 33, no. 8,
pp. 1197-1187, 1998
6. Y. Ota, R.G. Swartz, V.D. Archer, S.K. Korotky,
M. Banu, A.E. Dunlop: „High-speed, burst-mode,
packet-capable optical receiver and instantaneous
clock recovery for optical bus operation”, J. Lightwave Technol., vol. 12, no. 2, pp. 325-331, 1994
7. Q. Le, Y. Oh, S. Lee: „Integrated differential preamplifier for 155 Mb/s ATM-PON system with fast response, high sensitivity and wide dynamic range”,
Asia-Pacific Microwave Conference (AMCP), vol 2,
pp. 478-481, 2002
8. Q. Le, S. Lee, Y. Oh, H. Kang, Y. Yoo: „A burstmode receiver for 1.25-Gb/s Ethernet PON with
AGC and internally created reset signal”, IEEE J.
Solid-State Circuits, vol. 39, pp. 2379-2388, 2004
9. Ł. Śliwczyński, P. Krehlik, M. Lipiński, A. Wolczko:
„Kompensacyjny układ wytwarzania progu komparacji dla światłowodowych systemów pakietowych”,
PWT’2004, str. 115-120, 2004
10. Ł. Śliwczyński: „Odbiorniki do szybkich pakietowych systemów światłowodowych wykorzystujące
filtrację preambuły”, PWT’2005, str. 102-107, 2005