Przykładowe pytania na egzamin kwalifikacyjny na studia drugiego

Transkrypt

Przykładowe pytania egzaminacyjne dla kierunku Elektronika i
Telekomunikacja – Moduł Elektronika
PRZYRZĄDY PÓŁPRZEWODNIKOWE
DIODY
1. Złącze p-n utworzone jest przez:
a. rekombinację elektronów i dziur
b. jonizację
c. granicę metalurgiczną materiałów p-typu i n-typu d. zderzenia elektronów z domieszkami
2. Obszar zubożony jest utworzony przez
a. jonizację
c. rekombinację
3. Obszar zubożony składa się z
a. jedynie z nośników mniejszościowych
c. nie zawiera nośników większościowych
b. dyfuzję
d. wszystko powyżej
b. jonów dodatnich i ujemnych
d. odpowiada warunkom (b) i (c).
4. Gdy złącze spolaryzowane jest przepustowo, to
a. jedynym prądem jest prąd dziurowy
b. jedynym prądem jest prąd elektronowy
c. jedynym prądem jest prąd nośników mniejszościowych
d. prąd tworzą zarówno dziury jak i elektrony
5. Chociaż prąd jest blokowany przy polaryzacji zaporowej złącza, to jednak
a. płynie prąd nośników większościowych
b. pojawia się bardzo mały prąd nośników mniejszościowych
c. płynie prąd lawinowy
d. płynie prąd podprogowy.
6. Dla diody krzemowej wartość napięcia polaryzującego przepustowo:
a. musi być większa niż 0,3 V
b. musi być większa niż 0,7 V
c. zależy od szerokości obszaru zubożenia
d. zależy od koncentracji nośników
większościowych
7. Dioda krzemowa jest połączona szeregowo z rezystorem 1 kΩ i baterią 5 V. Jeżeli anoda
diody jest połączona z plusem baterii, to napięcie na katodzie względem minusa baterii
wynosi:
a. 0,7 V
b. 0,3 V
c. 5,7 V
d. 4,3 V
8. Pewna dioda stabilizacyjna na napięcie nominalne 3,6V pracuje w zakresie:
a. regulowanego przebicia
b. przebicia Zenera
c. przepustowym
d. przebicia lawinowego
9. Na diodzie stabilizacyjnej na 12 V zmiana prądowa 10 mA wywołuje zmianę 0,1V
napięcia stabilizacyjnego. Rezystancja diody w tym zakresie wynosi:
a. 1 Ω
b. 100 Ω om
c. 10 Ω
d. 0,1 Ω .
10. Dioda waraktorowa wykazuje:
a. zmienną pojemność , która zależy od napięcia rewersyjnego
b. zmienną rezystancję , która zależy od napięcia rewersyjnego
c. zmienną pojemność , która zależy od prądu przewodzenia
d. stałą pojemność w całym zakresie napięć rewersyjnych.
TRANZYSTORY BIPOLARNE
1. Prąd emitera jest zawsze:
a. większy niż prąd bazy
c. większy niż prąd kolektora
b. mniejszy niż prąd kolektora
d. poprawne są odpowiedzi (a) i (c).
2. Jeżeli IC jest 50 razy większy niż IB , to hFE wynosi:
a. 0,01
b. 100
c. 50
d. 500
3. Jeżeli hFE =100, to wartość α0 wynosi:
a. 99
b. 0,99
c.101
d. 0,01
4. Właściwe napięcie na przepustowo spolaryzowanym złączu E-B krzemowego tranzystora
bipolarnego wynosi:
a. 0 V
b. 0,7 V
c. 0,3 V
d. UBB
5. Pracujący w stanach odcięcia i nasycenia tranzystor działa jako:
a. wzmacniacz liniowy, b. przełącznik, c. zmienny kondensator, d. zmienny rezystor.
6. W stanie odcięcia tranzystora napięcie UCE wynosi:
a. 0 V,
b. jest równe napięciu nasycenia,
d. jest równe połowie napięcia UCC.
c. jest prawie równe UCC,
7. Aby wprowadzić tranzystor bipolarny w stan nasycenia, należy zapewnić aby:
b. IB> ICsat/hFE
a. IB = ICsat
c. UCC wynosił przynajmniej 10 V,
d. emiter był uziemiony.
8. Dla tranzystora w nasyceniu dalsze zwiększanie prądu bazy:
a. powoduje wzrost prądu kolektora,
b. nie wpłynie na prąd kolektora,
c. powoduje spadek prądu kolektora,
d. wyłączy tranzystor
9. Maksymalna wartość prądu kolektora w spolaryzowanym tranzystorze wynosi:
a. hFEIB
b. ICsat
c. jest większa niż IE
d. IE _-IB
10. Idealne obciążenie stałoprądowe jest linią prostą na charakterystykach kolektorowych
przeciągniętą pomiędzy:
a. punktem pracy a odcięciem,
b. punktem pracy a nasyceniem
c. UCE(cutoff) a ICsat
d. IB=0 a IB= IC/hFE
TRANZYSTORY POLOWE
1. Tranzystor JFET pracuje zawsze z:
a. złączem p-n pomiędzy bramką a źródłem spolaryzowanym rewersyjnie,
b. złączem p-n pomiędzy bramką a źródłem spolaryzowanym przepustowo,
c. drenem połączonym z masą,
d. bramką połączoną ze źródłem.
2. Przy UGS = 0 prąd drenu pozostanie stały, gdy U DS przekroczy:
a. odcięcie,
b. U DD
3. Stały zakres prądu drenu leży pomiędzy:
a. odcięciem i nasyceniem
c. 0 i IDSS
4. IDSS jest:
a. prądem drenu przy zwartym źródle,
c. możliwym maksymalnym prądem drenu,
c. U P
d. 0 V
b. zatkaniem (cutoff) a odcięciem kanału
d. odcięciem kanału i przebiciem
b. prądem drenu przy zatkaniu
d. uśrednionym prądem drenu.
5. Pewien JFET ma UGS(off) = - 4 V. Napięcie progowe UP:
a. nie może być określone,
b. wynosi + 4 V,
c. zależy od UGS
d. wynosi - 4 V.
6. W pewnym JFET-cie IGS = 10 nA przy UGS =10 V. Rezystancja wejściowa wynosi zatem:
a. 100 MΩ,
b. 1 MΩ,
c. 1000 MΩ,
d. 1000 mΩ.
7. W pewnym p-JFET-cie UP = 8 V. Przybliżony punkt środkowy polaryzacji ( 0,5 IDSS)
wynosi zatem:
a. 4,00 V,
b. 0 V,
c. 1,25 V
d. 2,34 V
8 Przy pracy małosygnałowej n-JFET musi być spolaryzowany następująco:
b. UGS = UGS(off),
c. UGS(off )< UGS < 0 V,
a. UGS = 0 V,
d. 0 <UGS < UGS(off ).
9. Tranzystor n-MOSFET ma UT = 0,55 V. Jeżeli UGS = 1,0 V, UDS = 0,35 V, to tranzystor
pracuje w obszarze:
a. odcięcia,
c. słabej inwersji,
b. liniowym,
d. nasycenia.
10. Tranzystor p-MOSFET ma UT = -0,55 V. Jeżeli UGS = - 0,8 V, UDS = - 1,8 V, to
tranzystor pracuje w obszarze:
a. nasycenia
b. odcięcia
c. liniowym
d. słabej inwersji
PYTANIA TESTOWE
Z „ANALOGOWYCH UKŁADÓW ELEKTRONICZNYCH cz.I”
1. Wielkosygnałowy model Shichmana – Hodgesa tranzystora N-MOS w obszarze
liniowym
⎡
U2 ⎤
W
I D = μCox ⎢(U GS − U T )U DS − DS ⎥
2 ⎦
L
⎣
a).
b).
c).
d).
e).
obowiązuje w przedziale napięć:
dla UGS > UT i UDS > UGS -UT
dla UGS > UT i 0 < UDS < UGS - UT
dla UT < 0
dla UGS < UT i 0 < UDS < UGS - UT
dla dla UGS > UT i 0 > UDS > UGS - UT
2. Transkonduktancję gm w małosygnałowym modelu tranzystora MOSFET wyznacza się
przy:
D
Rg i ≈ 0
g
eg
u gs
G
id
B
uds
RL
S
a).
b).
c).
d).
e).
składowej stałej napięcia UDS : UDS = 0
składowej stałej napięcia UDS : UDS = uds
składowej stałej napięcia UDS : UDS = const
składowej stałej napięcia UDS: UDS = UGS - UT
składowej stałej napięcia UDS: UDS = 1[V]
3. Częstotliwość graniczna fT tranzystora MOSFET wyznacza się przy:
a).
b).
c).
d).
e).
galwanicznym zwarciu drenu ze źródłem
składowej zmiennej napięcia uds = const
składowej zmiennej napięcia uds = 0
galwanicznym zwarciu bramki ze źródłem
rozwarciu pomiędzy drenem a źródłem
4. Charakterystyki wyjściowe tranzystora bipolarnego w konfiguracji OE:
a). charakterystyki wyjściowe tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z osią U CE w
początku układu współrzędnych
b). wyznacza się przy składowej zmiennej napięcia uce = const
c). wyznacza się przy składowej zmiennej prądu bazy ib = const
d). galwanicznym zwarciu bazy z emiterem
e). ekstrapolowane charakterystyki wyjściowe tranzystora w konfiguracji OE przecinają się z
osią U CE w punkcie U AN , gdzie U AN - napięcie Early’ego
5. Małosygnałowy model tranzystora bipolarnego.
∂ IB
a). Kondunktancja wejściowa g b'e =
jest dużo mniejsza niż kondunktancja
∂ U BE
∂ IC
wyjściowa g ce =
∂ U CE
b). pojemność dyfuzyjna jest dużo mniejsza niż pojemność złączowa złącza baza – emiter
spolaryzowanego w kierunku przewodzenia
c). zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego β wyznacza się przy galwanicznym
zwarciu na wyjściu kolektora z emiterem
∂ IB
d). Kondunktancja wejściowa g b'e =
jest dużo większa niż kondunktancja
∂ U BE
∂ IC
wyjściowa g ce =
∂ U CE
e). pojemność złączowa Cjc złącza kolektor – baza spolaryzowanego w kierunku zaporowym
może być pominięta w modelu zastępczym przy bardzo dużych rezystancjach obciążenia i
dużych częstotliwościach pracy
6. Pomiędzy częstotliwościami granicznymi fα , fβ , fT tranzystora bipolarnego zachodzą
relacje:
a). fβ < fα < fT
b). fβ > fT > fα
c). wszystkie częstotliwości graniczne definiowane są przy galwanicznym zwarciu kolektora
z emiterem w konfiguracji OE lub kolektora z bazą w konfiguracji OB
d). fβ ≈ fα
e). fβ < fT < fα
7. Napięcia kolektor-emiter UCEQ w spoczynkowych punktach pracy w układach zasilania
tranzystorów bipolarnych z dwójnikiem RECE w obwodzie emitera i rezystorem RC w
obwodzie kolektora (rys.a) oraz z dwójnikiem RECE w obwodzie emitera i
transformatorem w obwodzie kolektora (rys.b), przy UCC = 12 V w obu układach,
spoczynkowym prądzie kolektora ICQ = 1 mA w obu układach, RE = 1 kΩ w obu układach
oraz , RC = 5 kΩ w układzie (a)(transformator obciążony jest po stronie wtórnej
rezystancją RL, pominąć rezystancje uzwojeń, przekładnia transformatora wynosi p= z1/
z2) zachodzą wynoszą:
a)
+U CC
RB
RC
iC
ig
a).
b).
c).
d).
e).
układ a);
układ a);
układ a);
układ a);
układ a);
uCE
iB
RE
UCEQ = 6 V
UCEQ = 6 V
UCEQ = 11 V
UCEQ = 11 V
UCEQ = 9 V
CE
RL' = p 2 RL
b)
ui
p:1
RL u L
R
RE
CE
+U CC
układ b); UCEQ = 11 V
8. Proste (a) i kaskodowe lustro prądowe (b) na tranzystorach bipolarnych: minimalne
napięcia wyjściowe w lustrach w przybliżeniu wynoszą:
a).
b).
IO
I REF
I REF
I C1
T1
a).
b).
c).
d).
e).
układ a);
układ a);
układ a);
układ a);
układ a);
I B1
I B2
U BE
IO = IC2
T1
T2 U OUT
T
UOUTmin = UCES ≈ 0,2 V
UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V
UOUTmin = UEBP ≈ 0,7 V
UOUTmin = UCES ≈ 0,2 V
UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V
T2
U BE
3
U OUT
T4
U BE
układ b); UOUTmin = 2UCES ≈ 0,4 V
układ b); UOUTmin = 2UEBP ≈ 1,4 V
układ b); UOUTmin = 2UCES ≈ 0,4 V
9. Proste (a) i kaskodowe lustro prądowe typu „high swing” (b) na tranzystorach NMOS:
minimalne napięcia wyjściowe w lustrach w przybliżeniu wynoszą (napięcie progowe
VT = 0,6 V):
a).
b).
I REF
I REF
I O = I D2
I D1
M1
M2
U GG
M3
M2
M4
UOUTmin = VT ≈ 0,6 V
UOUTmin = 0 V
UOUTmin = (½)VT ≈ 0,3 V
UOUTmin = 2 VT ≈ 1,2 V
układ b);
układ b);
układ b);
układ b);
układ b);
U OUT
M1
U GS
układ a);
układ a);
układ a);
układ a);
układ a);
U DS 2
U GS 2
U OUT
U GS
a).
b).
c).
d).
e).
IO
U DS1
U GS1
UOUTmin =2 VT ≈ 1,2 V
UOUTmin = VT ≈ 0,6V
UOUTmin = 2 VT ≈ 1,2 V
10. Które z poniższych relacji podanych w tabelce są prawdziwe?
Wzmacniacz
napięciowy
a)
Yin >>Yg , Yo <<YL
b)
c)
d)
e)
Yin >>Yg , Yo <<YL
prądowy
transkonduktancyjny
transimpedancyjny
Z in >>Z g , Yo <<YL Yg << Yin , Z o << Z L
Z in >>Z g , Yo <<YL
Z in >>Z g , Z o <<Z L Yg << Yin , Z o << Z L
Z in >>Z g , Z o <<Z L Yin >>Yg , Yo <<YL
Z in >>Z g , Z o <<Z L Z in >>Z g , Yo <<YL
Yg << Yin , Z o << Z L
Yin >>Yg , Yo <<YL
Yg << Yin , Z o << Z L
Z in >>Z g , Z o <<Z L Yg << Yin , Z o << Z L Z in >> Z g , Yo <<YL
Yin >>Yg , Yo <<YL
11. We wzmacniaczach RC, jeśli w tranzystorze nie uwzględnimy oddziaływania zwrotnego z
wyjścia na wejście, to w konfiguracjach OE (Rys.a) lub OS (Rys.b) można wskazać na
następujące zależności:
U CC
a)
R1
Rg
R1
RC
C2
C1
T
Eg
U1
+U DD
b)
R2
RD
C2
C1
Rg
U2
RE
U2
U1
RL
CE
R2
RS
CS
RL
Eg
a). wraz ze zmniejszeniem rezystancji obciążenia RL maleje rezystancja wyjściowa
wzmacniacza.
b). rezystancja obciążenia RL nie ma wpływu na rezystancję wejściową wzmacniaczy
c). wraz ze zwiększaniem rezystancji źródła sterującego Rg rośnie rezystancja wejściowa
wzmacniacza.
d). rezystancja RE nie ma wpływu na wzmocnienie wzmacniaczy w całym zakresie
częstotliwości, bo jest blokowana pojemnością CE.
e). wartości rezystancji dzielników R1 R2 nie mają wpływu na skuteczne wzmocnienie
napięciowe.
12. W układzie na poniższym rysunku mamy: RC = 12 kΩ , RL = 12 kΩ , rbe = 4 kΩ ,
rce → ∞, rezystancje dzielnika R1 i R2 są na tyle duże, że obciążający wpływ tego
dzielnika można pominąć, Rg = 4 kΩ, współczynnik wzmocnienia prądowego β =100.
Skuteczne wzmocnienie napięciowe w tym układzie wynosi:
U CC
a)
R1
Rg
RC
C2
C1
T
Eg
a).
b).
c).
d).
e).
kus = − 70
kus = − 80
kus = − 75
kus = + 100
kus = − 100
U1
R2
RE
U2
CE
RL
13. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym w postaci tranzystora PMOS w połączeniu
diodowym. Transkonduktancje tranzystorów są równe:gmn = 0,2 mS dla NMOS, gmp = 0,1
mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005 mS i można je
pominąć. Rezystancja obciążenia RL = 1 MΩ i można przyjąć: RL → ∞.
a)
M2
io
M1
RL u
o
ui
−U SS
Wzmocnienie i rezystancja wyjściowa układu są równe:
a). ku ≈ − 2 ; rout ≈ 100 kΩ
b). ku ≈ − 2 ; rout ≈ 50 kΩ
c). ku ≈ − 1 ; rout ≈ 50 kΩ
d). ku ≈ − 4 ; rout ≈ 20 kΩ
e). ku ≈ − 1 ; rout ≈ 100 kΩ.
14. Wzmacniacz OS z obciążeniem aktywnym ze źródłem stałoprądowym na
tranzystorach pMOS z kanałem wzbogacanym. Transkonduktancje tranzystorów są
równe:gmn = 0,1 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz konduktancje wyjściowe:
gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = ∞.
+U DD
M3
M2
io
M1
I ref
RL uo
ui
−U SS
a). ku ≈ − 10 ; rout ≈ 50 kΩ
b). ku ≈ − 20 ; rout ≈ 50 kΩ
c). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 200 kΩ
d). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 100 kΩ
e). ku ≈ − 10 ; rout ≈ 100 kΩ
15. Inwertor CMOS jako małosygnałowy wzmacniacz OS. Transkonduktancje obydwóch
tranzystorów są równe:gmn = 0,15 mS dla NMOS, gmp = 0,15 mS dla PMOS oraz
konduktancje wyjściowe: gdsn = gdsp = 0,005 mS. Rezystancja obciążenia RL = ∞.
+U DD
M2
io
ui
RL uo
M1
−U SS
a). ku ≈ − 30 ; rout ≈ 50 kΩ
b). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 50 kΩ
c). ku ≈ − 30 ; rout ≈ 10 kΩ
d). ku ≈ − 30 ; rout ≈ 100 kΩ
e). ku ≈ − 15 ; rout ≈ 100 kΩ
16. Para różnicowa na tranzystorach bipolarnych. Prądy polaryzacji baz tranzystorów IB
wymusza:
+U CC
RC
U C1
I C1
U1 U BE1
RC
U OR
T1
I E1
I
I C2
T2
IE2
U C2
U BE 2 U
2
RI
−U EE
a). stałoprądowe napięcia sterujące U1, U2
b). dynamiczna rezystancja źródła R1
c) źródło prądowe I , które rozpływa się na (IB1 + IC1) + (IB2 + IC2), pod warunkiem, że
sygnały sterujące U1, U2 są źródłami napięciowymi lub są zwarte do masy.
d). napięcie − UCC
e). napięcie − USS.
17. Para różnicowa na tranzystorach MOSFET. Przy zerowych napięciach sterujących vG1 ,
vG2, napięcia polaryzacji UGS1 , UGS2 tranzystorów wymusza:
+ U DD
rO
I D1
U G1
rO
U D1 U D2
U OR
M1
M2
I D2
rO - obciążenie
aktywne
U G2
− U SS − U SS
U GS1
U GG
U GS 2
I
M5
− U SS
a). przy stałoprądowych napięciach sterujących vG1 , vG2, napięcia polaryzacji UGS1 , UGS2
tranzystorów są równe zeru.
b). napięcie − USS.
c) napięcie UDD.
d). źródło prądowe I , które wymusza napięcia polaryzacji UGS1 , UGS2 tranzystorów do takich
wartości, aby suma prądów drenów była równa wartości prądu źródła I = (ID1 + ID2), pod
warunkiem, że napięcia sterujące vG1 , vG2, są źródłami napięciowymi względem masy.
e). wynikają z rozkładu napięć UDD + USS.
18. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach pnp.
Jak wzmacniacz ten przenosi na wyjście sygnały różnicowe, a jak sygnały sumacyjne?
b)
+ U CC
T3
T4
IC3
IC4 IO
I C1
IC2
T1
U1
T2
E
I
U BB
UO
U2
T5
− U EE
a). Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak napięcie
różnicowe na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w
postaci dwóch identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu
niesymetrycznym jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne
tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki.
b). Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo jest o połowę mniejsze od napięcia
różnicowego na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w
niesymetrycznym jest prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne
tranzystorów T2 i T4 mają przeciwne znaki.
c) Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo jest takie same, jak na wyjściu
niesymetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch
identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym jest
prawie całkowicie wyeliminowana, gdyż składowe sumacyjne tranzystorów T2 i T4 mają
przeciwne znaki.
d) Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak napięcie
różnicowe na wyjściu symetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w
niesymetrycznym ma taką samą wartość jak napięcie sumacyjne na wyjściu
niesymetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch
identycznych rezystorów RC).
e). Różnicowe napięcie na wyjściu niesymetrycznym Uo ma taką samą wartość jak na
wyjściu niesymetrycznym w układzie z obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch
identycznych rezystorów RC). Składowa sumacyjna na wyjściu niesymetrycznym ma taką
samą wartość jak napięcie sumacyjne na wyjściu niesymetrycznym w układzie z
obciążeniem symetrycznym (np. w postaci dwóch identycznych rezystorów RC).
19. Wzmacniacz różnicowy z obciążeniem w postaci lustra prądowego na tranzystorach
PMOS. Wyznaczyć wzmocnienie dla sygnałów różnicowych i rezystancję wyjściową,
gdy:gm1,2 = 0,2 mA/V ; gds1,2 = 0,002 mA/V ; gds3,4 = 0,003 mA/V
+ U DD
c)
a). kur ≈ 50 ; Ro ≈ 250 kΩ
b). kur ≈ 40 ; Ro ≈ 250 kΩ
c). kur ≈ 50 ; Ro ≈ 200 kΩ
d). kur ≈ 40 ; Ro ≈ 150 kΩ
e). kur ≈ 40 ; Ro ≈ 200 kΩ
U G1
M3
M4
I D3
I D4
I D1
I D2
M1
M2
UO
U G2
S
I
U GG
M5
− U SS
20. Wyznaczyć 3dB częstotliwość graniczną nieodwracającego wzmacniacza operacyjnego
ze sprzężeniem prądowym, zrealizowanym na symetrycznym wzmacniaczu prądowym o
częstotliwości granicznej 10 MHz i wzmocnieniu stałoprądowym ki = 4,1 w którym
zastosowano: R1 = 10 kΩ, R2 = 50 kΩ.
a). fg = 50 MHz
b). fg = 51 MHz
c). fg = 10 MHz
d). fg = 0,5 MHz
e). fg = 7,09 MHz
R2
R1
+
ki
21. Niesymetryczny wtórnik emiterowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na
tranzystorze npn w obwodzie emitera: Która z podanych zależności jest prawdziwa?
+U CC
a). Przy ui = 0, uO = − UEBP ≈ − 0,7 [V]
T1
R
b). Rezystancja wyjściowa Ro jest równa:
Ro = R L
rbb ' + rb 'e + R g
β0 +1
ui
io
I
I
T2
T3
−U EE
c). Wzmocnienie napięciowe jest równe:
ku0 =
RL uo
g b 'e R L
U2
=
U 1 1 + g b 'e rbb ' + ( β 0 + 1) g b 'e RL
d). Rezystancja wyjściowa jest równa:
Ro ≈ R L
e). Przy ui = 0, uO ≈ − 0 [V]
22. Niesymetryczny wtórnik źródłowy w klasie A polaryzowany źródłem prądowym na
tranzystorze NMOS w obwodzie źródła: która z podanych informacji jest prawdziwa?
a). Źródło sterujące vi można dołączyć poprzez
kondensator sprzęgający.
b). Przy ui = 0, uO ≈ − VGS [V] i konieczne jest
galwaniczne przejście od bramki do masy.
c). Rezystancja wyjściowa w przybliżeniu jest równa:
+U DD
M1
ui
Ro = R L
d). Wzmocnienie napięciowe jest równe:
gm
gm
ku0 =
≈
g m + g mb + g ds1 + g ds 2 g m + g mb
e). Rezystancja wyjściowa jest równa:
Ro ≈ R L
−U SS
io
RL
gDS 2
I SS
−U SS
uo
23. Symetryczny wtórnik emiterowy w klasie A :
a). Symetryczny wtórnik emiterowy jest bardzo
wrażliwy na obciążenie pojemnościowe.
b). Napięcie ui może być dołączone poprzez
kondensator sprzęgający.
c). Przy ui = 0, uO = − UEBP ≈ − 0,7 [V]
d). Diody D1 i D2 w układzie są źródłem
zniekształceń skrośnych.
e). Rezystancja obciążenia RL może być dołączona
również pomiędzy wyjściem układu a szyną
zasilającą − USS.
+U CC
Ip
T1
D1
ui
D2
io
T2
R L uo
Ip
−U EE
24. We wzmacniaczu, którego wzmocnienie ku = 100, fg = 1 MHz zastosowano ujemne
sprzężenie zwrotne, w którym transmitancja toru sprzężenia zwrotnego β = 0,01. Po
zastosowaniu ujemnego sprzężenia zwrotnego, parametry wzmacniacza są następujące:
a). kuf = 50, fgf = 1 MHz;
b). kuf = 100, fgf = 1 MHz;
c). kuf = 50, fgf = 2 MHz;
d). kuf = 10, fgf = 2 MHz;
e). kuf = 50, fgf = 0,5 MHz;
25. Podaj w jaki sposób określa się marginesy stabilności dla charakterystyk
częstotliwościowych układu w oparciu o kryterium Bodego:
a). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych
wzmocnienia otwartej pętli T ( jω ) = kβ . W tym celu należy sprawdzić, czy dla pulsacji
ω = ω ϕ , przy której arg T ( jω ϕ ) = −π , moduł T ( jω ϕ jest mniejszy (układ niestabilny), czy
też większy (układ stabilny) od jedności (0 dB).
b). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych
ω = ω T , przy której T ( jω T ) = 1 (0 dB) , wartość fazy arg T ( jω T ) > π (układ stabilny), czy
też arg T ( jω T ) < π (układ niestabilny).
c). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych
ω = ω ϕ , przy której arg T ( jω ϕ ) = −π , moduł T ( jω ϕ jest większy (układ stabilny), czy też
mniejszy (układ niestabilny) od jedności (0 dB).
d). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych
ω = ω T , przy której T ( jω T ) = 1 (0 dB) , wartość fazy arg T ( jω T ) < π (układ niestabilny),
czy też arg T ( jω T ) > π (układ stabilny).
e). Warunek stabilności można sprawdzić korzystając z charakterystyk częstotliwościowych
ω = ω ϕ , przy której arg T ( jω ϕ ) = −π , moduł T ( jω ϕ jest większy (układ niestabilny), czy
też mniejszy (układ stabilny) od jedności (0 dB).
26. Ujemne sprzężenie zwrotne prądowe – równoległe we wzmacniaczu dwustopniowym:
a) Zwiększa rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową.
b) Zwiększa rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.
c) Zmniejsza rezystancję wejściową, zwiększa rezystancję wyjściową.
d) Zmniejsza rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.
e) Nie ma wpływu na rezystancję wejściową, zmniejsza rezystancję wyjściową.
27. Ujemne sprzężenie zwrotne napięciowe – szeregowe we wzmacniaczu dwustopniowym:
a).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez
rezystor na emiter lub źródło tranzystora pierwszego stopnia, które dołączone są do masy
poprzez niezerowe rezystancje lub impedancje.
b).Sygnał z wyjścia (kolektora lub drenu tranzystora drugiego stopnia) podaje się przez
rezystor na bazę lub bramkę tranzystora pierwszego stopnia.
c). Zmniejsza rezystancję wejściową wzmacniacza.
d). Nie daje się zrealizować, ponieważ wzmacniacz dwustopniowy nie odwraca fazy
sygnału wejściowego.
e). Zwiększa rezystancję wyjściową.
28. Kompensacja charakterystyk częstotliwościowych wzmacniaczy operacyjnych.
k u dB
-20dB/dek
20 log k u 0
-40dB/dek
ωT ω II z
1
ωI
ω
'
I
ω
'
II
-40dB/dek
ω
-20dB/dek
a). Metoda kompensacji charakterystyk częstotliwościowych, nazywana kompensacją
biegunem dominującym, jest jednakowo skuteczna dla wzmacniaczy operacyjnych w
technologii bipolarnej jak i w technologii CMOS.
b). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji
wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej
pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób
kompensacji charakterystyki częstotliwościowej nazywany jest autokompensacją.
c). Aproksymowane wartości biegunów oraz pojawiające się zero transmitancji
wzmacniacza skompensowanego zależą od pojemności kompensującej włączonej
pomiędzy wyjściem drugiego stopnia i wejściem pierwszego stopnia i ten sposób
kompensacji charakterystyki częstotliwościowej wzmacniacza nazywany jest
kompensacją biegunem dominującym.
d). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna
możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) ograniczona jest
wydajnością źródła prądowego zasilającego stopień wejściowy wzmacniacza.
e). We wzmacniaczu z kompensacją charakterystyk częstotliwościowych maksymalna
możliwa prędkość zmian napięcia wyjściowego SR (slew rate) nie zależy od
pojemności kompensującej.
29. Wzmacniacze: odwracający i nieodwracający, zrealizowane na wzmacniaczach
operacyjnych:
R2
i2
i1
R1
ud
uin
R3
Z −
+
i1
kud
i2
R1
R3
uo
uin
R2
ku
ud
d
uo
u1
u2
Przy R1 = 10 kΩ; R2 = 100 kΩ; wzmocnienia układów wynoszą:
układ odwracający; układ nieodwracający:
kuf = 10
a). kuf = −10
kuf = 11
b). kuf = − 10
kuf = 10
c). kuf = −11
kuf = 11
d). kuf = 10
kuf = −10
e). kuf = 11
30. W integratorze zrealizowanymi na rzeczywistym wzmacniaczu operacyjnym( z
kompensacją biegunem dominującym), ωg = 500 sec(-1) ; ωT = 500 ·105sec(-1) ; R1 = 10 kΩ;
C = 10 nF; całkowanie zachodzi w paśmie:
C
i
2
a)
b).
c).
d).
e).
ω { 1 ·10−8sec(−1) ÷ 500 ·105sec(−1)}
ω { 1 ·10−9sec(−1) ÷ 500 ·105sec(−1)}
ω { 0,5 ·10−9sec(−1) ÷ 500 ·105sec(−1)}
ω { 1 ·10−8sec(−1) ÷ 500 ·10 −1sec(−1)}
ω { 1 ·10−9sec(−1) ÷ 500 ·106sec(−1)}
i1
uin
R1
−
ud
+
k ud
uo
31. Transmitancje filtrów bikwadratowych są następujące:
dolno-przepustowej, górno-przepustowej, środkowo-przepustowej, środkowo-zaporowej
a).
H0
s2 +
s2 +
b).
c).
d).
H0
H0
H0
s2 +
s +
2
s2 +
e).
H0
ω 02
ω0
ωz
s +ω z2
Qz
Q
ω0 s
ω0
s +ω
Q
;
2
0
2
0
s +
ω0
Q
s +ω
;
2
0
ω0
s +
2
Q
ω0
Q
s +ω
s
s +
H0
2
s +ω 02
;
ω0
Q
s2 +
;
2
0
s2 +
H0
ω0
Q
s2 +
H0
s +
2
2
s +ω
ω 02
ω0
Q
; H0
2
0
s +ω 02
;
s2 +
s2
2
s
; H0
s +ω 02
Q
H0
Q
s2 +
; H0
s +ω 02
s2
s +ω 02
s2
2
s2 +
H0
;
ω0
ω
ω0
;
s +ω 02
Q
H0
ω0 s
ω0
s +
2
H0
ω0 s
ω0
s +ω 02
Q
ω
ω0
Q
s2 +
s2 +
ω0
2
0
s2 +
s2 +
ω0 s
ω0
2
0
s +ω 02
s +ω z2
s +ω 02
Q
ω 02
H0
;
ω
s 2 + 0 s +ω 02
Q
; H0
s +ω
s +ω
Q
H0
Qz
s2 +
2
0
ω0 s
ω0
Q
;
s +ω 02
ωz
; H0
;
s2 +
s2 +
H0
s2 +
ωz
Qz
ω0
Q
ωz
Qz
ω0
Q
ωz
Qz
ω0
Q
s +ω z2
s +ω 02
s +ω z2
s +ω 02
s +ω z2
s +ω 02
32. Częstotliwość rezonansowa stratnego obwodu rezonansowego jest równa f0 =10 MHz, zaś
jego dobroć Q0 = 20. Moduł impedancji Z tego obwodu rezonansowego maleje o 3 dB
względem wartości f0 przy częstotliwościach:
;
f2 = 10,25 MHz
a). f1 = 9,75 MHz
;
f2 = 10,30 MHz
b). f1 = 9,70 MHz
;
f2 = 10,15 MHz
c). f1 = 9,85 MHz
;
f2 = 10,35 MHz
d). f1 = 9,65 MHz
;
f2 = 10,45 MHz
e). f1 = 9,55 MHz
33. Rezonator kwarcowy, w porównaniu z konwencjonalnymi obwodami rezonansowymi,
charakteryzuje się wyjątkowo dużą dobrocią, zawierającą się w zakresie od
kilkudziesięciu tysięcy do kilku milionów. Jest to wynikiem:
a). dużej wartości stosunku rk / C k , przy stosunkowo małej indukcyjności Lk .
b). dużej wartości stosunku C k / Lk , przy stosunkowo małej rezystancji strat rk .
c). dużej wartości stosunku Lk / C k , przy stosunkowo małej rezystancji strat rk .
d). małej wartości stosunku Lk / Ck , przy stosunkowo małej rezystancji strat rk .
e). małej wartości stosunku Lk / Ck , przy stosunkowo dużej rezystancji strat rk .
34. Na rysunku przedstawiono model zastępczy środkowego stopnia rezonansowego
wzmacniacza LC z tranzystorami MOSFET: Przyjmując: gm = 0,5 mA/V; G0 = 0,006
mA/V; G11 = 0,01 mA/V; gds = 0,004 mA/V ; L = 10 μH ; C = 10 pF, moduł wzmocnienia
w rezonansie wynosi:
U in
C22
C11
G12
g22 L
C
G0
G12
C11 U o
gmU in
G12 =
1
1
+
R1 R2
a). ku0 = − 25
b). ku0 = 50
c). ku0 = − 50
d). ku0 = 30
e). ku0 = 25
35. W układach w. cz. niesymetryczne wzmacniacze różnicowe OC-OB , w porównaniu ze
wzmacniaczami kaskodowymi, charakteryzują się:
a). W kaskodzie nie występuje efekt Millera, natomiast w układzie OC-OB występuje
efekt Millera.
b). Układ OC-OB. charakteryzuje się dużo lepszymi
właściwościami
częstotliwościowymi w porównaniu z właściwościami szerokopasmowymi kaskody.
c). W układzie OC-OB, a także w kaskodzie, nie występuje efekt Millera.
d). Temperaturowe zmiany napięć U BE tranzystorów w układzie OB-OC są takie same
jak w kaskodzie.
e). Wzmocnienie układu OB-OC jest dużo większe niż kaskody.
36. W monolitycznym układzie stabilizatora kompensacyjnego, np. uA723, UIN = 12 V, ,
UREF = 6 V. Aby uzyskać stabilizowane napięcie wyjściowe UOUT = 3,0 V, należy dobrać
dzielniki rezystancyjne RA – RB (dzielnik próbkujący napięcie wyjściowe) oraz RC – RD
(dzielnik próbkujący napięcie referencyjne):
R5
U IN
6
11 12
RC
10
μ A723
R6
RA
R7
RB
2
3
5
7
I OUT
13
4
RD
C2
100 pF
a). RA = 5 kΩ , RB = 5 kΩ , RC = 10 kΩ , RD = 10 kΩ ,
b). RA = 50 kΩ , RB = ∞ , RC = 10 kΩ , RD = 10 kΩ ,
c). RA = 5 kΩ , RB = ∞ , RC = 50 kΩ , RD = 50 kΩ ,
d). RA = 10 kΩ , RB = 10 kΩ , RC = 5 kΩ , RD = ∞ ,
e). RA = 5 kΩ , RB = ∞ , RC = 10 kΩ , RD = 10 kΩ .
U OUT
37. W układzie z ograniczeniem prądu obciążenia: UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UZ2 = 3 V, UBEP
= 0,7 V, UD = 0,7 V, IOUTmax = 0,5 A. W tym celu rezystancja R5 powinna być równa:
a)
U R5
DZ2
UZ2
R4
U BE 3
b)
T1
U OUT
R5
R1
D
T3
U OUT
U IN
T2
R3
R2
DZ1
I OUT
I OUT max I ZW
a). R5 = 6 Ω ,
b). R5 = 6 kΩ ,
c). R5 = 60 Ω ,
d). R5 = 5 Ω ,
e). R5 = 2 Ω ,
38. W układzie z redukcją prądu zwarcia: UIN = 10 V, UOUT = 5 V, UBEP = 0,7 V, R5 = 1,0 Ω,
R6 = 3 kΩ , R7 = 7 kΩ. Prąd zwarcia IZW w tym układzie wynosi:
a)
U R5
T1
R4
U R6
R8
R6
b)
I OUT
R5
U OUT
R1
U BE 4
T4
T3
U IN
U OUT
T2
R3
R7
R2
I OUT
I ZW
a). IZW
b). IZW
c). IZW
d). IZW
e). IZW
= 0,5 A
= 1,1 A
= 1,2 A
= 1,0 A
= 0,7 A
I OUT max
39. Podstawowy układ sterowanego kontrolera napięcia stałego obniżającego
napięcie (step-down). Przy: UIN = 10 V ; współczynnik wypełnienia przebiegu sterującego
γ = 0,7, wartość napięcia wyjściowego wynosi:
iE = iKI
iKI
L
iL
IO
uL
UI
uK
II
uO
RL
I
uST
a). UO
b). UO
c). UO
d). UO
e). UO
iC
C
i K II = iD
= 10 V
= −10 V
= 0,7 V
=7V
= −7V
40. Podstawowy układ konwertera podwyższającego napięcie wyjściowe (step-up). Przy: UIN
= 6 V ; współczynnik wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,4, wartość napięcia
wyjściowego wynosi:
iL
iD
IO
+
a). UO
b). UO
c). UO
d). UO
e). UO
= 10 V
= −6 V
= 6V
= 3,6 V
= 12 V
I
UI
uST
i KI
uK
iC
II
uC
C
uO
RL
−
41. Konwerter z odwracaniem biegunowości napięcia wyjściowego. ). Przy: UIN = 6 V ;
współczynnik wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,4, wartość napięcia wyjściowego
wynosi:
uK = uCE
iD D
i E = iKI
IO
+
T
iL
II
a). UO = − 10 V
I
Układ
uC − C u
UI
uL
RL
b). UO = − 4 V
L
O
sterujący
+
c). UO = 10 V
uST
d). UO = 4V
e). UO = 2,4 V
−
42. Współbieżny konwerter napięcia stałego z pojedynczym kluczem i dodatkowym
uzwojeniem z3. W układzie UIN = 320 V; z1 = z3; z2 = 0,1 z1. Współczynnik wypełnienia
przebiegu sterującego γ = 0,4, wartość napięcia wyjściowego wynosi:
+
D1
a). UO = 16,2 V
b). UO = − 4 V
c). UO = 12,8 V
d). UO = 32 V
e). UO = 128 V
z
pR = 1
z3
iR
p=
z1
z2
UI
D2
u2
z3
z1 z2
γ T
uK
L
D3
IO
uO
C
RL
−
43. Przeciwsobny konwerter z równoległym przetwarzaniem. W układzie UIN = 320 V; z1 =
z3; z2 = 0,1 z1. Współczynnik wypełnienia przebiegu sterującego γ = 0,5, Wartość napięcia
na odciętym kluczu tranzystorowym wynosi:
b
K2
D1
p:1
a2
uK 2
a). UK
b). UK
c). UK
d). UK
e). UK
= 1280 V
= − 320 V
= 160 V
= 320 V
= 640 V
+
UI
−
K1
b
uK1
ut z1
z2
z1
z2
a1
iL
u3
L
uL
C
uO
RL
D2
p:1
44.W stabilizatorach impulsowych jako klucze stosuje się:
a). Najczęściej szybkie tranzystory bipolarne przy dużych częstotliwościach
kluczowania i diody Schottky’ego.
b). Najczęściej tranzystory mocy VDMOS przy dużych częstotliwościach kluczowania
i diody Schottky’ego.
c). Tranzystory IGBT przy dużych częstotliwościach kluczowania i przy małych
mocach oraz diody Schottky’ego.
d). Tranzystory IGBT przy dużych częstotliwościach kluczowania i przy dużych
mocach oraz diody Schottky’ego.
e). Najczęściej tranzystory mocy VDMOS przy dużych częstotliwościach kluczowania
i diody prostownicze mocy.
a.
Model szumowy tranzystora bipolarnego.
ub2
rbb'
B
C jc
B'
ib2
rb 'e
U b 'e
gmU b 'e
Ce
C
ic2
rce
E
a). Źródło napięciowe ub reprezentuje szumy śrutowe złącza emiterowego.
b). Źródło prądowe ib reprezentuje szumy termiczne na rezystancji rbe.
c). Źródło prądowe ic reprezentuje szumy termiczne na rezystancji rce.
d). Źródło prądowe ic reprezentuje szumy śrutowe złącza kolektorowego.
e). Pomiędzy źródłami prądowymi ic oraz ib zachodzi związek: ic = β ib.
46. Model szumowy tranzystora MOSFET.
Cgd
G
Cgb
ig2
Cgs
D
U gs
rds
id2
gmU gs
a). Generator i
S
należy uwzględnić w tranzystorze MOSFET.
2
g
2
b). Generator id reprezentuje szumy termiczne przewodzącego kanału.
2
c). Generator id reprezentuje szumy termiczne przewodzącego kanału oraz szumy 1 f .
d). Źródło prądowe id reprezentuje szumy termiczne rezystancji rds.
e). Generator i g2 reprezentuje szumy termiczne przewodzącego kanału oraz szumy 1 f .
47. Wzmacniacze mocy klasy A, B i AB.
a). Wzmacniacz mocy klasy B z transformatorem na wyjściu posiada większą sprawność
energetyczną niż wzmacniacz klasy B beztransformatorowy.
b). Wzmacniacz mocy klasy A z transformatorem na wyjściu posiada większą sprawność
energetyczną niż wzmacniacz klasy B beztransformatorowy.
c). Sprawności energetyczne wzmacniaczy klasy A i klasy AB są zależne od kwadratu
współczynnika wysterowania.
d). Sprawność energetyczna wzmacniacza klasy A jest zależna liniowo od współczynnika
wysterowania, a sprawność energetyczne wzmacniacza klasy AB jest zależna od
kwadratu współczynnika wysterowania.
e). Sprawność energetyczna wzmacniacza klasy A jest zależna od kwadratu
współczynnika wysterowania, a sprawność energetyczne wzmacniacza klasy AB jest
zależna liniowo od współczynnika wysterowania.
48.
Przeciwsobny wzmacniacz klasy AB z diodą kluczującą:
+U CC
R1
T1
io
D
D2
RL
uo
T2
ui
−U CC
a). Układ może być zasilany jednym napięciem i wtedy masą układu będzie ujemny
biegun tego napięcia zasilającego.
b). Tranzystor T1 w całym okresie sygnału sterującego pracuje jako źródło emisyjne, a
tranzystor T2 jako źródło absorpcyjne.
c). Tranzystor T1 przy dodatnim półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło
emisyjne, a tranzystor T2 przy ujemnym półokresie sygnału sterującego pracuje jako
źródło absorpcyjne.
d). Tranzystor T1 przy dodatnim półokresie sygnału sterującego pracuje jako źródło
absorbcyjne, a tranzystor T2 przy ujemnym półokresie sygnału sterującego pracuje
jako źródło emisyjne.
e). Przeciwsobny wzmacniacz klasy AB z diodą kluczującą znajduje swój odpowiednik w
technologii CMOS.
49.
Wzmacniacz mocy klasy D:
a). Wzmacniacz mocy klasy D charakteryzuje się małymi zniekształceniami skrośnymi.
b). Jednym ze sposobów zwiększania sprawności energetycznej wzmacniacza klasy D jest
wprowadzenie czasów martwych w przebiegach PWM napięć sterujących
tranzystorami stopnia końcowego.
c). Rzeczywista sprawność energetyczna wzmacniacza klasy D wynosi 100%.
d). Wzmacniacz klasy D może posiadać szersze pasmo częstotliwości niż wzmacniacz
klasy AB.
e). Częstotliwość kluczowania wzmacniacza klasy D nie ma większego wpływu na
sprawność energetyczną wzmacniacza.
TECHNIKA CYFROWA
1) Dla linii długiej o stałej czasowej τ, dopasowanej na wejściu i rozwartej na wyjściu
otrzymamy następujący przebieg przy wymuszeniu skokiem jednostkowym w chwili t=0:
a) napięcia na wejściu i wyjściu są w każdej chwili czasowej takie same dla t>0
b) napięcia na wejściu i wyjściu są w każdej chwili czasowej takie same dla t>τ
c) napięcia na wejściu i wyjściu są w każdej chwili czasowej takie same dla t>2⋅τ
d) napięcia na wejściu i wyjściu są w każdej chwili czasowej takie same dla t>3⋅τ
e) żaden z powyższych
2) Kondensatory w pobliżu układów cyfrowych stosowane są w celu:
a) izolacji składowej stałej w przypadku łączenia dwóch układów cyfrowych
b) izolacji składowej zmiennej w przypadku łączenia dwóch układów cyfrowych
c) są dołączane do ścieżki sygnału cyfrowego w celu zmniejszenia czasu propagacji
d) są dołączane do ścieżki sygnału cyfrowego w celu kompensacji pojemności
pasożytniczych
e) są stosowane w celu tłumienia gwałtownych zmian prądu zasilania
3) Multiplekser to układ cyfrowy który:
a) zapobiega hazardom
b) wyprowadza na wyjście stan tylko jednego wybranego wejścia
c) dzieli sygnał cyfrowy w kodzie uzupełnień do dwóch
d) dzieli sygnał cyfrowy w kodzie binarnym
e) mnoży sygnał cyfrowy przez wybraną liczbę
4) Liczba binarna 1111 zapisana w kodzie uzupełnień do dwóch przesunięta arytmetycznie o
jeden bit w prawo da rezultat:
a) 0000
b) 1111
c) 0111
d) 0110
e) żadna z powyższych
5) Barrel shifter to
a) pojęcie stosowane w przemyśle naftowym i ekonomi a nie w elektronice
b) szybki rejestr przesuwny umożliwiający przesunięcie o dowolną liczbę bitów
w jednym cyklu zegarowym
c) wolny rejestr przesuwny przesuwający w prawo lub lewo o jeden bit w zależności od
sygnału sterującego
d) rejestr przesuwny z równoległym wpisem i szeregowym wyprowadzaniem danych
e) rejestr przesuwny z szeregowym wpisem i równoległym wyprowadzaniem danych
6) Które z poniższych stwierdzeń jest prawdziwe:
a) pamięci typu flash to szybki rodzaj pamięci RAM
b) pamięci SRAM to wolny (ang. Slow) rodzaj pamięci RAM
c) pamięci SRAM wymagają odświeżania
d) pamięci dynamiczne posiadają pojemności wewnętrzne i dlatego nie tracą zawartości
po wyłączeniu napięcia zasilania
e) żadne z powyższych
7) Pamięć synchroniczna:
a) nie ma takiej pamięci
b) reaguje na zbocze sygnału zegarowego, odczyt i zapis odbywa się tylko w przy
narastającym (opadającym) sygnale zegarowym
c) ma dodatkowy sygnał, który jest aktywny w przypadku kiedy pamięć jest gotowa do
zapisu i odczytu
d) równocześnie dokonuje odczytu i zapisu
e) wymaga odświeżania
8) Pamięć ROM z reguły charakteryzuje się:
a) ma równy czas dostępu przy zapisie i odczycie
b) traci zawartość po wyłączeniu zasilania
c) każdy bit zawiera mini-kondensator dzięki czemu nie traci zawartości po wyłączeniu
napięcia zasilania
d) składa się z tranzystorów z bramka swobodną
e) Random Order Memory – pamięć o dostępie swobodnym
9) Pamięć SRAM to:
a) jest pamięcią o szybszym czasie dostępu niż pamięć DRAM
b) synchroniczna pamięć RAM
c) pojedyncza komórka pamięci składa się z jednego tranzystora
d) pojedyncza komórka pamięci składa się z dwóch tranzystorów
10) Które z powyższych stwierdzeń jest fałszywe
a) bufor FIFO – to bufor dla którego dane, które pierwsze zostały wpisane pierwsze
zostaną odczytane
b) bufor FIFO często posiada dodatkowe sygnał full i empty
c) bufor LIFO – to bufor dla którego dane które zostały ostatnio wpisane zostaną
odczytane jako pierwsze
d) bufor FIFO nie wymaga ciągłego zapisu lub odczytu
e) wszystkie są prawdziwe
11) Które z poniższych zdań jest fałszywe dla N-bitowego przetwornika analogowocyfrowego
a) wartość najmniejszego kwantu Q jest proporcjonalna do 2-N
b) stosunek sygnału do szumu dla idealnego przetwornika wynosi w przybliżeniu 6⋅N
[dB]
c) aby uniknąć efektu alisingu, częstotliwość próbkowania powinna być co najmniej dwa
razy większa od maksymalnej częstotliwości sygnału wejściowego
d) przetworniki wymagają źródła napięcia referencyjnego
e) wszystkie powyższe są prawdziwe
12) Które z poniższych zdań dotyczących przetwornika flash (równoległego) jest fałszywe
a) jest to przetwornik analogowo-cyfrowy
b) jest to jeden z najszybszych przetworników
c) charakteryzuje się on relatywnie małą rozdzielczością (liczbą bitów)
d) składa się w przybliżeniu z 2N komparatorów (gdzie N- liczba bitów)
e) wszystkie powyższe zdania są prawdziwe
13) Które z poniższych zdań jest fałszywe:
a) przetwornik cyfrowo-analogowy delta-sigma podobnie jak PWM (Pulse Width
Modulation) charakteryzuje się tym, że napięcie wyjściowe ma dwa stany (np. masy i
Vref) a wartość analogowa jest regulowana poprzez współczynnik wypełnienia
b) przetwornik delta-sigma jest relatywnie wolnym przetwornikiem (do około 1MS/s)
c) przetwornik z podwójnym całkowanie charakteryzuje się długim czasem
przetwarzania
d) czas próbkowania sygnału wejściowego w przetworniku z podwójnym całkowaniem
powinien być wielokrotnością 20ms aby zminimalizować zakłócenia sieci 50Hz
e) wszystkie powyższe zdania są prawdziwe
14) Który z poniższych przetworników nie jest przetwornikiem analogowo-cyfrowym:
a) z pojedynczym całkowaniem
b) z podwójnym całkowaniem
c) równoległy (flash)
d) drabinka R-2R
e) kompensacyjny
15) Ile wynosi czas narastania dla układu całkującego RC, dla R=100Ω, C=10pF:
a) 0.22ns
b) 2.2ns
c) 22ns
d) 220ns
e) 2.2μs
16) Które z poniższych stwierdzeń dotyczących hazardu w układach logicznych jest fałszywe
a) hazard powstaje na skutek nierównych czasów propagacji dla różnych ścieżek w
układzie
b) hazard statyczny to krótkotrwała zmiana stanu wyjściowego na przeciwny w czasie
gdy stan wyjściowy ma się nie zmieniać
c) zastosowanie układu synchronicznego pozwala uniknąć hazardu dynamicznego
d) w sieciach dwupoziomowych eliminacja hazardów statycznych wystarcza do
eliminacji hazardów dynamicznych
17) Czas utrzymania w przypadku przerzutnika jest to:
a) minimalny czas, w którym sygnał wejściowy musi pozostać na wejściach
informacyjnych po wystąpieniu wyzwalającego zbocza sygnału zegarowego
b) minimalny czas, w którym sygnał musi być obecny na wejściach informacyjnych
przerzutnika przed nadejściem wyzwalającego zbocza impulsu zegarowego
c) minimalny czas jaki musi upłynąć od zakończenia sygnału programującego do chwili
kiedy może pojawić się sygnał zegarowy lub inny sygnał programujący
d) minimalny czas trwania poziomu poprzedzającego i następującego po aktywnym
zboczu sygnału
e) minimalny czas trwania aktywnego poziomu sygnału
18) Które stwierdzenie dotyczące metastabilności przerzutników jest fałszywe:
a) stan metastabilny może się pojawić jeżeli dane zmieniają się w czasie ustalenia,
poprzedzającym pojawienie się impulsu zegara
b) stan, w jakim znajdzie się przerzutnik po wyjściu ze stanu metastabilnego jest losowy
c) poziom napięcia na jego wyjściu przerzutnika może trwać w zawieszeniu w okolicy
progu przełączenia
d) przerzutnik w stanie metastabilnym może ustalić jakiś stan na wyjściu, lecz po chwili
samoistnie może zmienić ten stan na przeciwny
19) Które zdanie nie określa układu sekwencyjnego:
a) w każdej pętli znajduje się przynajmniej jeden przerzutnik
b) wszystkie przerzutniki mają ten sam typ zegara
c) wszystkie wejścia zegarowe przerzutników są sterowane tym samym zegarem
d) stan wyjściowy w dowolnym czasie zależy wyłącznie od obecnego w tej chwili stanu
wejściowego
e) musi zawierać elementy pamiętające stan w jakim znajduje się układ
20) Który z liczników nie jest licznikiem modulo m:
a) licznik od 0 do m-1
b) licznik m-bitowy
c) licznik od m do 1
d) licznik o m stanach
21) Które przypadek nie określa kolejnych stanów 4-bitowego licznika Johnsona
a) 0001 → 0011
b) 1111 → 1110
c) 1001 → 1100
d) 1000 → 0000
e) 0111 → 1111
22) Postać kanoniczna koniunkcyjna funkcji F1={3,4,5,6,7} to:
a) f(X,Y,Z)=X’YZ+XY’Z’+XY’Z+XYZ’+ XYZ
b) f(X,Y,Z)= (X+Y+Z) • (X+Y+Z’) •(X+Y’+Z)
c) f(X,Y,Z)= (X’Y’Z’) +(X’Y’Z) +(X’YZ’)
d) f(X,Y,Z)= (X+Y’+Z’)•(X’+Y+Z) •(X’+Y+Z’) •(X’+Y’+Z) •( X’+Y’+Z’)
e) żadna z powyższych
23) Które z poniższych wyrażeń nie jest prawem algebry Boole’a:
a) (X • Y) •Z=X • (Y • Z)
b) X• (X+Y)=Y
c) (X+Y)’=X’ • Y’
d) X • Y=Y • X;
e) X+Y •Z=(X +Y) • (X +Z)
24) W algebrze Boole’a B=C jeżeli:
a) A • B=A • C
b) A + B=A + C
c) A • B=A • C i A + B=A + C
d) A • B=A • C lub A + B=A + C
25) W automacie Mealy’ego stany wyjściowe zależą od:
a) tylko od sygnałów wejściowych automatu
b) tylko od stanu w jakim automat się znajduje
c) od sygnałów wejściowych i stanu poprzedniego automatu
d) od wyjść automatu w stanie poprzednim
e) od sygnałów wejściowych i aktualnego stanu w jakim automat się znajduje
26) Wyjście 3-wej bramki XNOR będzie w stanie wysokim gdy na wejściach:
a) będzie nieparzysta liczba jedynek
b) będą same jedynki lub same zera
c) będzie co najmniej jedno zero
d) będzie parzysta liczba jedynek
e) będzie co najmniej jedna jedynka
27) Jeżeli na wejściu inwertera CMOS jest stan niski to:
a) tranzystor PMOS jest nienasycony, NMOS jest odcięty
b) tranzystor PMOS jest nienasycony, NMOS jest nasycony
c) tranzystory PMOS i NMOS są w stanie nasycenia
d) tranzystor PMOS jest nasycony, NMOS jest nienasycony
e) tranzystor PMOS jest odcięty, NMOS jest nienasycony
28) W charakterystyce przejściowej której z bramek występuje histereza:
a) bramka OC
b) bramka Schmitta
c) bramka Schottky’ego
d) inwerter CMOS
e) w żadnej z powyższych
29) Które bramki można łączyć bezpośrednio ze sobą wyjściami:
a) bramki OC
b) bramki Schmitta
c) bramki Schottky’ego
d) inwertery CMOS
e) w żadnej z powyższych
30) Czas ustalania w przypadku przerzutnika jest to:
a) minimalny czas, w którym sygnał wejściowy musi pozostać na wejściach
informacyjnych po wystąpieniu wyzwalającego zbocza sygnału zegarowego
b) minimalny czas, w którym sygnał musi być obecny na wejściach informacyjnych
przerzutnika przed nadejściem wyzwalającego zbocza impulsu zegarowego
c) minimalny czas jaki musi upłynąć od zakończenia sygnału programującego do chwili
kiedy może pojawić się sygnał zegarowy lub inny sygnał programujący
d) minimalny czas trwania poziomu poprzedzającego i następującego po aktywnym
zboczu sygnału
e) minimalny czas trwania aktywnego poziomu sygnału
TECHNIKA MIKROPROCESOROWA
1.Podczas rozkazu dodawania liczb w kodzie uzupełnień do dwóch (słowo 8-bitowe) wartości
przeniesień z poszczególnych bitów sumatora wynoszą C0,C1, … , C6,C7. Na podstawie jakiej
zależności układ arytmometru ustawia stan bitu warunkowego przekroczenia zakresu?
a) C 0 ⊕ C1
b) C 0 ∨ C 7
c) C 0 ∨ C1
d) C 6 ⊕ C 7
e) C 0 ⊕ C1 ⊕ ... ⊕ C7
2.W wyniku operacji porównania liczb w kodzie uzupełnień do dwóch mikroprocesor ustawił
nowy stan bitów warunkowych: N- znaku (gdy 1 znak ujemny), C-przeniesienia, Vprzekroczenia zakresu, Z-zerowości. Jaka zależność pozwala na stwierdzenie relacji
„mniejszy” (porównanie wykonuje się poprzez odejmowanie)?
a) C ⊕ N
b) C ∨ N
c) C
d) CN
e) N ⊕ V
3.Mikroprocesor po wyzerowaniu pobiera kod operacyjny pierwszej instrukcji z ustalonego
adresu (np.0000H). Do prawidłowej obsługi przerwania niemaskowanego (NMI) konieczne
jest m.in.:
a) odblokowanie przerwań
b) załadowanie wskaźnika stosu
c) zapis na stos zawartości wskaźnika stosu
d) zapis na stosu adresu obsługi przerwania NMI
e) wyzerowanie rejestrów roboczych
4.Klasyczny mikroprocesor, aby zrealizować pewien program, musi wykonać CP cykli
magistrali (tj. jednokrotnych zapisów bądź odczytów pamięci). Program zawiera m.in. pętle i
podprogramy. W mikroprocesorze tym zainstalowano teraz układ kolejki rozkazów. Ten sam
program „ulepszony” mikroprocesor zrealizuje wykonując CK cykli. Wskaż, która relacja jest
prawdziwa.
a) C P < C K
b) C P > C K
c) C P = C K
d) C P ≥ C K
e) C P ≤ C K
5.Jak wiadomo, zmiana znaku dla kodu U2 polega na negacji i dodaniu jedynki. Ile
kombinacji kodowych dla 6-bitowych kodu U2 nie spełnia tej zależności?
a) 6
b) 4
c) 3
d) 2
e) 1
6.Mikroprocesor sygnałowy stałoprzecinkowy przetwarza dane 16 bitowe w kodzie 1.15
(MSB÷LSB: -20,-2-1,2-2, … , 2-15). Do procesora dołączono 16 bitowy przetwornik a/c
przetwarzający napięcia z zakresu [-5,+5) [V] w kodzie binarnym (-5=000..0 itd.). Aby
zapewnić prawidłowe przetwarzanie danych, należy w stosunku do danych z przetwornika:
a) wykonać operację uzupełnień do 2
b) zanegować wszystkie bity
c) zanegować MSB
d) wykonać obrót cykliczny w lewo o 1 bit
e) wykonać obrót cykliczny w prawo o 1 bit
7.W hipotetycznym mikroprocesorze kod operacyjny zajmuje pierwszy bajt rozkazu. Ze
wszystkich 256 kombinacji wykorzystano 252, gdyż tyle rozkazów wykonuje mikroprocesor.
Zaistniała potrzeba rozszerzenia listy instrukcji o nowe rozkazy. Ile nowych instrukcji można
zakodować?
a)
b)
c)
d)
e)
4
16
64
256
ilość teoretycznie nieograniczona
8.Po instrukcjach : XOR A,A (suma ⊕ ) , CPL A (negacja) , INC A (zwiększenie
akumulatora o 1) - w hipotetycznym mikroprocesorze stan bitów Z (zerowość) i C
(przeniesienie) wyniesie odpowiednio:
a) 00
b) 01
c) Bity nieokreślone
d) 10
e) 11
9.Po instrukcjach LD A,#5D hex , ADD A,#E4 hex, gdzie 5D i E4 to liczby w kodzie U2 stan
bitów warunkowych C (przeniesienie) i V (przekroczenie zakresu) wyniesie odpowiednio:
a) 00
b) 01
c) Bity nieokreślone
d) 10
e) 11
10.W mikroprocesorach Intela, począwszy od 80286, występują cztery poziomy
uprzywilejowania: 0 (najważniejszy), 1,2,3 (najmniej ważny). W danej chwili mikroprocesor
znajduje się na poziomie bieżącym C [0÷3]. Może on korzystać z danych D [0÷3] lub
programu P. Który zestaw a ÷ e jest w pełni prawdziwy?
D=C
a) P > C
D≥C
b) P ≤ C
D<C
c) P = C
D>C
d) P < C
D≤C
e) P ≤ C
11.W hipotetycznym mikroprocesorze pewien program wykonuje się w ciągu C cykli
magistrali. Został on skrócony (korzystając z techniki podprogramów) i teraz jest
wykonywany w ciągu K cykli magistrali. Która relacja jest prawdziwa?
a) C < K
b) C > K
c) C ≥ K
d) C ≤ K
e) C = K
12.Dekodery adresowe dwóch układów wejścia (adresacja 8-bitowa: A7 ÷A0) mają postać:
A7
CS
0
A6
A6
A5
CS
1
Odpowiednio , ilość adresów niewykorzystanych i niedozwolonych wśród 256, wynosi:
128
a) 64
96
b) 96
c) 128 64
d) 160 32
e) 192 16
13.Brak wskaźnika stosu SP w mikroprocesorze powoduje niemożność:
a) wydłużenia cyklu magistrali
b) obsługi przerwania
c) realizacji pętli programowej
d) użycia adresacji względnej
e)instalacji pamięci podręcznej
14. Hipotetyczny mikroprocesor ma 8- bitową szynę danych, 16- bitową szynę adresową,
jednobajtowy kod operacyjny. Z ilu bajtów składa się i w ilu cyklach magistrali będzie
wykonany rozkaz zerowania bajtu w pamięci, jeżeli zastosujemy adresację pośrednią (przez
cykl magistrali rozumiemy jednokrotny kontakt mikroprocesora z lokacją pamięci bądź
przestrzeni we-wy):
a) 1/5
b) 3/6
c) 2/4
d) 5/9
e)4/5
15.Dwukierunkowa szyna adresowa świadczy o tym, że mikroprocesor posiada:
a) układ zarządzania pamięcią
b) mechanizm pamięci wirtualnej
c) pamięć podręczną
d) wewnętrzną kolejką instrukcji
e)stos sprzętowy
16.Cechą wspólną, charakterystyczną dla wszystkich mikroprocesorów typu RISC jest:
a) obecność pamięci podręcznej
b)brak trybu adresacji względnej
c) argumenty źródeł i przeznaczenia dla instrukcji arytmetycznych i logicznych są wyłącznie
w rejestrach wewnętrznych
d)brak kolejki instrukcji
e) brak poziomów uprzywilejowania
17.Hipotetyczny mikroprocesor posiada wejścia INT i NMI , a w rejestrze statusowym bit
zezwolenia I na przerwanie INT . Po akceptacji dowolnego przerwania na stosie odkładany
jest licznik programu PC i rejestr statusowy. Operacja odwrotna następuje przy powrocie z
obsługi przerwania. Wybierz prawdziwe stwierdzenie:
a)podczas obsługi NMI, zgłoszenie INT musi być wycofane
b)przed powrotem z obsługi NMI, należy ustawić I
c)NMI jest akceptowany poziomem, a nie zboczem
d)przy powrocie z obsługi, dla obu przerwań wykorzystuje się identyczny rozkaz
e) podczas obsługi NMI akceptuje się przerwanie INT
18.Zawartość akumulatora przed i po pewnej operacji wynosi 61H i 60H. Oznacza to, że na
zawartości akumulatora została wykonana operacja:
a) sumowania
b)przesunięcia arytmetycznego w lewo
c) sumy logicznej z maską zawartą w rozkazie
d)przesunięcia arytmetycznego w prawo
e)korekcji dziesiętnej
19.Ustawienie w rejestrze statusowym mikroprocesora bitu pracy krokowej (T) powoduje, że
mikroprocesor:
a) zgłasza stan wyjątkowy po zakończeniu każdej instrukcji
b)dopuszcza zatrzymanie sygnału zegarowego
c) blokuje przerwanie NMI
d)dopuszcza nieograniczony czas wydłużania cykli magistrali
e)umożliwia przejęcie magistrali po zakończeniu każdego cyklu magistrali
20.Pamięć mikrokodu zawiera „program” działania wewnętrznego sekwentera realizującego
rozkazy. Które mikroprocesory nie posiadają takiej pamięci?
a. wyposażone w pamięć podręczną
b. procesory sygnałowe
c. mikrokontrolery jednoukładowe
d. typu RISC (Reduced Instruction Set)
e. stosujące powielanie wewnętrzne częstotliwości zegarowej
21.Mikroprocesor dysponuje 64kB przestrzenią adresową (adresy: 0000÷FFFF hex). Pod
adresem 003D hex znajduje się 2 bajtowa instrukcja skoku bezwarunkowego o adresacji
względnej, której 2-gi bajt zawiera przesunięcie AB hex w kodzie U2 liczone w stosunku do
adresu początkowego następnej instrukcji. Podaj adres docelowy skoku (hex).
a. 008C
b. FFEA
c. 006E
d. 00EA
e.FF00
22.Procesor dysponuje rozkazami:
BRA- skok bezwarunkowy
BSR- wywołanie bezwarunkowe
BEQ- skok warunkowy jeśli bit zerowości Z=1
BNE- skok warunkowy jeśli bit zerowości Z=0
Lista rozkazów nie zawiera natomiast instrukcji wywołania warunkowego dla Z=1. Jakie
rozkazy mogą ją zastąpić.
a.BNE, BSR
b. BRA, BEQ c. BSR, BNE d. BSR, BEQ
e. BRA, BNE
23.Akumulator zawiera liczbę $BA. Podaj jego stan w zapisie heksadecymalnym po siedmiu
kolejnych instrukcjach SAR (przesunięcie arytmetyczne w prawo)
a. 00
b. 01
c. 80
d.8F
d. FF
24.Po wykonaniu instrukcji CMP (porównanie pomiędzy argumentami a i b) funkcje bitów
warunkowych (N ⊕ V) ∨ Z = 1 . Oznacza to następującą relację między liczbami a i b (N- bit
znaku, V- bit przekroczenia zakresu, Z- bit zerowości).
a. ≥
b. >
c. <
d. ≤
e. =
25.Mikroprocesor wykonuje rozkaz ADD A,$AB (A- akumulator, zawiera liczbę $CD, wynik
dodawania w akumulatorze, $ oznacza liczbę w zapisie heksadecymalnym). Podaj stan bitów
warunkowych po realizacji rozkazu w postaci liczby w zapisie heksadecymalnym o bitach N,
V, Z, C gdzie: N- bit znaku, (0- liczba dodatnia), V- bit przekroczenia zakresu, Z- bit
zerowości (1- liczba zerowa), C- bit przeniesienia z najwyższej pozycji.
a. D
b. B
c. A
d. 8
e. 5
26. Mikroprocesor 8-bitowy. Po rozkazie dodawania 2-ch liczb w kodzie BCD uzyskano
rezultat A1hex, stan bitów warunkowych wynosi: C=1 (przeniesienie), Z=0 (zerowość), N=1
(znak), V=1 (przekroczenie zakresu), H=1 (przeniesienie połówkowe). Wykonano instrukcję
korekcji dziesiętnej. Uzyskano rezultat:
C
wynik
a.
0
61
b.
0
67
c.
0
71
d.
1
01
e.
1
07
27.Mikroprocesor (μP) jest w trakcie obsługi przerwania NMI (niemaskowalnego). Do μP
dotarło żądanie oddania magistrali. Odłączenie się μP od magistrali (przejście w stan
wysokiej impedancji) nastąpi po:
a. zakończeniu obsługi NMI
b. zakończeniu bieżącego rozkazu
c. po zakończeniu bieżącego cyklu magistrali
d. po specjalnym rozkazie zezwolenia
e. natychmiast
28.Aby możliwa była efektywna praca systemu wieloprocesorowego pracującego na wspólnej
magistrali i korzystającego ze wspólnych zasobów, niezbędne jest aby procesory systemu:
a. stosowały cykl blokowy przy dostępie do magistrali
b. stosowały tylko podstawowe tryby adresacji
c. posiadały pamięci podręczne
d. mogły pracować na co najmniej dwóch poziomach uprzywilejowania
e. umożliwiały pracę w trybie normalnie niegotowej magistrali
29.W typowym µP mamy rozkazy :
HALT - zatrzymanie µP
NOP - „nic nie rób” („no operate”)
JMP - skok bezwarunkowy
EI
- odblokowanie przerwań.
Który sposób zatrzymania umożliwia przejście do kolejnych instrukcji, po zakończeniu
obsługi przerwania? (procedura obsługi przerwania nie ingeruje w stos, za oczywistym
wyjątkiem rozkazu powrotu)
a.
EI
b.
EI
c.
EI
d. EI
e.
EI
NOP
HALT
JMP
HALT
JMP
JMP
JMP
30.Aktualnie mikroprocesory po odczytaniu nieobsadzonego kodu operacyjnego ( tj. nie
zajętego przez żaden rozkaz z listy ) stwierdzają stan wyjątkowy nielegalnej stan instrukcji.
Stan ten jest wykorzystywany do:
a) obsługi przerwań zewnętrznych
b)testowania uruchamianego programu
c)przenoszenia software’u z nowszej wersji mikroprocesora do starszej
d)pracy krokowej systemu
e)obsługi przerwań zewnętrznych
31.Do mikrokontrolera podłączono zestyk mechaniczny. Program zlicza ilość przyciśnięć. Jak
często należy sprawdzać stan linii P :
a) najczęściej jak to jest możliwe
b) 0,1 ms
c) 6 ms
d) 120 ms
e) w momencie przyciśnięcia
32.Mikroprocesor ma 24 – bitową szynę adresową. We wnętrzu posiada po 128 kB pamięci
podręcznej dla programu i danych. Pojemność przestrzeni adresowej tego mikroprocesora
wynosi:
a) 16 MB – 256 kB, b) 16 MB +128kB, c)16 MB – 128 kB, d) 16 MB + 256kB, e) 16 MB
33. Mikroprocesor 8-bitowy wykonał odejmowanie liczb (7A-BE) hex. Uzyskany rezultat i
stany bitów warunkowych (C- przeniesienie/ pozyczka , Z - zerowość, N - znak, V przekroczenie zakresu) wynoszą:
V
N
Z
C
a.
BC hex
1
1
0
1
b.
38 hex
0
1
0
0
c.
2A hex
0
0
0
0
d.
44 hex
1
0
1
0
e.
6D hex
0
0
0
1
34.Przenoszalność oprogramowania w przód w ramach tej samej rodziny mikroprocesorów
nie jest możliwe, jeżeli nowy typ ma:
a. inną interpretację bitów warunkowych
b. nowe rozkazy
c. nowe linie przerywające
d. nowe rejestry
e. nowe tryby adresowania
35.W danej aplikacji mikrokontrolera pozostało do dyspozycji tylko jedno wyprowadzenie
związane wyłącznie z wewnętrznym przetwornikiem a/c. Wykorzystując tę linię możemy
zapewnić:
a)odbiór informacji przesyłanej szeregowo
b)odbiór informacji od czterech zestyków (dowolna kombinacja wciśnięć)
c)sterowanie bazą tranzystora w konfiguracji klucza
d)dodatkowe przerwanie
e)pomiar długości impulsów
36.Obecnie obowiązuje reguła, że mikroprocesor po wyzerowaniu albo czeka przyznanie
magistrali, albo można go od niej odłączyć, jeszcze przed pierwszym kontaktem z pamięcią.
Jest to konieczne ze względu na:
a)możliwość pracy wieloprocesorowej
b)test wewnętrzny
c)wymogi systemu przerwań
d)kolejkę rozkazów
e)działanie pamięci podręcznych
PYTANIA TESTOWE
Z „ANALOGOWYCH UKŁADÓW ELEKTRONICZNYCH cz.II”
1. Generator LC lub RC generuje na swoim wyjściu przebieg sinusoidalny ponieważ:
a). Warunek generacji jest spełniony tylko dla jednej określonej częstotliwości.
b). W układzie zastosowano obwód rezonansowy.
c). W układzie zastosowano obwód selektywny.
d). Ponieważ obwód rezonansowy ma dużą dobroć.
e). Ponieważ wzmacniacz ma duże wzmocnienie.
2. Generatory Colpitts’a i Hartleya.
a). Zarówno generatory Colpitts’a, jak i generatory Hartleya mogą być zasilane szeregowo
lub równolegle przez dławik w.cz.
b). Generatory Colpitts’a i Hartleya mogą być zasilane szeregowo.
c). Generatory Hartleya mogą być zasilane szeregowo lub równolegle przez dławik w.cz.,
a generatory Colpitts’a równolegle przez dławik w.cz.
d). Generatory Hartleya może być zasilany tylko szeregowo, a generator Colpitts’a tylko
równolegle przez dławik w.cz.
e). Generatory Colpitts’a i Hartleya nie wymagają napięć zasilających.
3. Generatory kwarcowe.
a). W generatorach Pierce’a rezonator wykorzystany jest jako selektywny element
sprzęgający o małej rezystancji (praca przy pulsacji ω s ).
b). W generatorach Pierce’a rezonator kwarcowy pracuje jako zastępcza indukcyjność
Lz , o wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji
ω s − ω m ).
c). W generatorach Butlera rezonator kwarcowy pracuje jako zastępcza indukcyjność
Lz , o wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji
ω s − ω m ).
d). Generatory Pierce’a charakteryzują się większą stałością częstotliwości niż generatory
Butlera.
d). Główny wpływ na niestałość częstotliwości w generatorach kwarcowych ma zmiana
parametrów układu zasilającego generator.
4. Generatory RC ze sprzężeniem zwrotnym;
a). W porównaniu z generatorami LC, generatory RC mają lepszą stałość
częstotliwości, a także generują sygnał o bardzo małych zniekształceniach i
umożliwiają przestrajanie częstotliwości w stosunku 1 : 10 na jednym
podzakresie.
b) W generatorze CR z mostkiem Wiena, ujemne sprzężenie zwrotne realizowane jest
poprzez gałąź selektywną typu połowa mostka Wiena, a dodatnie sprzężenie zwrotne
poprzez nieliniowy dzielnik rezystancyjny w celu stabilizacji amplitudy drgań.
c). częstotliwość w tych generatorach jest odwrotnie proporcjonalna do pierwiastka z
iloczynu RC : f 0 = 1 / 2π RC .
d). W generatorze CR z mostkiem podwójne TT, ujemne zwrotne realizowane jest
poprzez gałąź selektywną typu podwójne TT, a dodatnie sprzężenia zwrotne poprzez
dzielnik rezystancyjny w celu stabilizacji amplitudy drgań.
e). Generatory RC są powszechnie stosowane jako generatory wzorcowej
częstotliwości.
5. Różnicowe napięcie wyjściowe w transkonduktancyjnym układzie podwójnie
zrównoważonym określa zależność:
u
u
u u
a). u 2 R =( I 0 + g m uY ) RC tgh X ≈ I 0 RC X + g m RC X Y ;
u X , uY << 2 ϕ T
2ϕ T
2ϕ T
2ϕ T
⎛u
b). u 2 R = I 0 RC tgh⎜⎜ X
⎝ 2ϕ T
⎞ ⎛ uX
⎟⎟ tgh⎜⎜
⎠ ⎝ 2ϕ T
⎞ I 0 RC
⎟⎟≈
u X uY
2
4
ϕ
⎠
T
;
u X , uY <<2ϕT
⎛u
c). u 2 R = I 0 RC tgh⎜⎜ X
⎝ 2ϕ T
;
u X , uY >> 2ϕ T
d). u2 R
;
⎞ ⎛ u X ⎞ I 0 RC
⎟⎟ tgh⎜⎜
⎟⎟≈
u X uY
2
ϕ
2
4
ϕ
T
⎠ ⎝
⎠
T
uX
uX
u u
=( I 0 + g m uY )RC tgh
≈I 0 RC
+ g m RC X Y
2ϕT
2ϕT
2ϕT
⎛u
e). u 2 R = I 0 RC tgh⎜⎜ X
⎝ 2ϕ T
⎞ ⎛ uX
⎟⎟ tgh⎜⎜
⎠ ⎝ 2ϕ T
⎞ I 0 RC
⎟⎟≈
u X uY
4
ϕ
⎠
T
u X , u Y >> 2ϕ T
;
u X , uY <<2ϕT
6. Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego w układzie Gilberta wymaga spełnienia
warunków:
b)
U CC
RC
RCM
i A + i B = const
D1
D2
i1
T1
RC
i2
T2
uG
iA
iB
I O = i1 + i2
a). i1 + i2 =const
b). i A + i B =const
c). i1 + i A = const, i2 + i B = const
i2 i A
=
= const
d).
i1 i B
e). i1 + i2 =const, i A + i B =const
7. Superdiody: odwracająca i nieodwracająca.
a). W superdiodzie nieodwracającej w pływ napięcia przewodzenia diody U D i jej
rezystancji dynamicznej rd zostały zredukowane dzięki działaniu ujemnego
sprzężenia zwrotnego obejmującego diodę D' włączoną w tor ujemnego sprzężenia
zwrotnego.
b). Odwracający układ progowy jest równoważny „superdiodzie” Dp o parametrach
rd / K ≈ 0 oraz wzmocnieniu k f i = 1 + R2 R1 .
c). Nieodwracający układ progowy jest równoważny „superdiodzie” Dp o
szczątkowych: U D / K ≈ 0,
parametrach szczątkowych (1 + R1 R2 )U D K ≈ 0 , rd K ≈ 0 i wzmocnieniu
k f i = − R2 R1 .
d). Układ nieodwracający posiada tę wadę, że w zakresie ograniczania wzmacniacz
operacyjny jest przesterowany dodatnim napięciem wejściowym, co zwiększa czas
wyjścia z zakresu ograniczania do zakresu przenoszenia (mała częstotliwość
pracy).
e). Napięcie progowe diody U P może być traktowane jako wyjściowe napięcie
niezrównoważeni, które po sprowadzeniu do wejścia wzmacniacza odpowiada
wartości U S 0 = U P / K .
D'
R2
R3
uI
R2
b)
a)
u' I
R1
−
+
R1
D
K
u' I
u'O
uO
uI
R3
−
+
D
K
u' O
uO
8. Autozerowanie komparatora:
a). Komparator zatrzaskowy, w fazie autokomensacji, kiedy jest skonfigurowany w
układ wtórnika napięciowego, wymaga kompensacji charakterystyk
częstotliwościowych.
b). Każdy komparator w fazie autokomensacji, kiedy jest skonfigurowany w układ
wtórnika napięciowego, wymaga kompensacji charakterystyk
częstotliwościowych.
c). Komparator zrealizowany w formie dwustopniowego wzmacniacza operacyjnego,
w fazie autokomensacji, kiedy jest skonfigurowany w układ wtórnika
napięciowego, wymaga kompensacji charakterystyk częstotliwościowych.
d). Autozerowanie jest możliwe zarówno w komparatorach z wejściem
niesymetrycznym, jak i z wejściem symetrycznym (różnicowym), jednak w
układzie z wejściem symetrycznym autozerowanie jest mniej dokładne w skutek
injekcji ładunków, związanej ze zjawiskiem „clock feedthrough”.
e). Injekcja ładunków, związana ze zjawiskiem „clock feedthrough”, nie ma
znaczenia w procesie autokompensacji komparatora.
9. Która z podanych cech komparatorów zatrzaskowych jest prawdziwa?
a). Współczesne komparatory zatrzaskowe charakteryzują się dużą szybkością
działania i małą rozdzielczością.
b). W komparatorze zatrzaskowym stosuje się przedwzmacniacz poprzedzający
stopień śledząco-zatrzaskowy dla uzyskania wyższej rozdzielczości a także
zwiększenia tzw. zjawiska szybkiego powrotu (kickback effects).
c). Stopień śledząco-zatrzaskujący wzmacnia sygnał z wyjścia przedwzmacniacza do
wyższego poziomu w fazie śledzenia, a następnie wzmacnia go jeszcze bardziej w
fazie zatrzaskiwania, gdzie zastosowane jest ujemne sprzężenia zwrotne.
d). Zastosowanie przedwzmacniacza lub bufora powoduje, że ładunki związane z
efektem kickback wchodzą na wejście układu sterującego i powodują duże
zakłócenia, w szczególności gdy impedancje widziane z obydwu wejść
wzmacniacza nie są perfekcyjnie dopasowane.
e). Zjawisko „kickback” w komparatorach zatrzaskowych oznacza transfer ładunku
albo do lub z wejścia, gdy stopień śledząco-zatrzaskujący przechodzi z fazy śledzenia
do fazy zatrzaskiwania i wywoływany przez ładunek potrzebny do załączenia
tranzystorów w obwodzie dodatniego sprzężenia zwrotnego, a także przez ładunek
który musi być usunięty z wyłącznych tranzystorów w obwodzie śledzącym.
10. Komparatory z histerezą odwracającą i nieodwracającą zostały zrealizowane na
wzmacniaczach operacyjnych, w których VOL = ‒ 4 V; VOH = + 4 V; R1 = 5,5 kΩ ; R2 =
= 50 kΩ. Progowe napięcia przełączanie VTRP+ i VTRP‒ w obu układach wynoszą:
Układ odwracający
Układ nieodwracający
a).
VTRP+ = ‒ 0,2 V; VTRP‒ = 0,2 V
VTRP+ = ‒ 0,22 V; VTRP‒ = 0,22 V
b).
VTRP+ = ‒0,4 V; VTRP‒ = 0,4 V
VTRP+ = ‒ 0,44 V; VTRP‒ = 0,44 V
c).
VTRP+ = 0,4 V; VTRP‒ = ‒ 0,4 V
VTRP+ = 0,44 V; VTRP‒ = ‒ 0,44 V
d).
VTRP+ = 0,44 V; VTRP‒ = ‒ 0,4 4V
VTRP+ = 0,4 V; VTRP‒ = ‒ 0,4 V
e).
VTRP+ = 0,2V; VTRP‒ = ‒ 0,2 V
VTRP+ = 0,22 V; VTRP‒ = ‒ 0,22 V
11. Z jaką stałą czasową i o ile zmieni się napięcie sterujące na wejściu generatora VCO
przy skokowym zwiększeniu częstotliwości synchronizującej od 300 kHz do 340 kHz
pętli pierwszego rzędu o parametrach:
ω
⎡1⎤
⎡1 ⎤
k G = 2π [rad] 80 [kHz] ⎢ ⎥ ; K = 500⎢ ⎥ ; f 0 = 0 = 300[kHz ]
2π
⎣s⎦
⎣V⎦
a). τ = 0,2 ms
; ΔUO = 0,5 V
b). τ = 0,5 ms
; ΔUO = 1 V
c). τ = 0,25 ms
; ΔUO = 0,4 V
d). τ = 0,2 ms
; ΔUO = ‒ 0,5 V
e).
τ = 0,4 ms
;
ΔUO = ‒ 0,5 V
12. Ile wynosi zakres trzymania pętli fazowej, w której zastosowano : wzmocnienie generatora VCO: kG = 2π· 1 [rad] [MHz] [1/V]; wzmocnienie detektora fazy: kD = 50·
10− 8 [V/rad]; transmitancja filtru H(ω = 0) = 1.
a). ΔωT = 31,4 kHz
b). ΔωT = 314 Hz
c). ΔωT = 3,14 kHz
d). ΔωT = 3,14 [1/ms]
e). ΔωT = 62,8 kHz
13.
W przedstawionych generatorach VCO na tranzystorach MOSFET:
a). Źródło prądowe zapewnia niską impedancję węzła dołączonego do rezonatora, a
przez to odsprzęga szynę zasilania lub masy od rezonatora.
b). Zastosowane źródła prądowe ustalają spoczynkowe punkty pracy, dzięki czemu
zapewniono ograniczenie amplitudy generowanego napięcia, zabezpieczając przez
to wchodzenie tranzystorów w obszar triodowy, co mogłoby powodować wzrost
szumów fazowych.
c). Zazwyczaj źródło prądowe stosuje się od strony szyny masy, co pozwala na
zmniejszenia wrażliwości generowanej częstotliwości generatora VCO na napięcie
zasilające.
d). Szumy źródła prądowego polaryzacji nie mają istotnego wkładu w szumy fazowe
VCO, ponieważ generator VCO działa jak mikser i przenosi szumy niskoczęstotliwościowe źródła prądowego w pasmo skupione poza częstotliwości
generowane przez VCO.
e). Układy komplementarne CMOS pobierają większą moc niż układy NMOS I PMOS.
14. Detektor fazowo – częstotliwościowy PFD.
a). Pętla PLL z detektorem PFD jest w stanie osiągnąć stan synchronizacji, niezależnie
od odstępu częstotliwości sygnału synchronizującego od warunków początkowych
(przed rozpoczęciem procesu synchronizacji), jednakże wykazuje statyczny błąd
fazy po osiągnięciu stanu synchronizacji.
b). Gdy różnica faz jest mniejsza niż ± 2π, detektor PFD znajduje się w stanie detekcji
częstotliwości. W tym stanie, wyjście pompy ładunkowej (absorpcyjne lub emisyjne,
zależnie od tego, który z porównywanych sygnałów ma większą częstotliwość)
dostarcza prąd o stałej amplitudzie, który jest całkowany przez filtr. W efekcie
otrzymujemy napięcie zmieniające się w sposób ciągły, które przestraja generator
VCO.
c). Gdy błąd fazy porównywanych napięć zwiększy się poniżej 2π, detektor przechodzi
do stanu detekcji fazy. W tym stanie pompa ładunkowa jest aktywna tylko przez
część cyklu pracy i dostarcza na swoim wyjściu impulsy prądowe o stałej
amplitudzie i czasie trwania zależnym od różnicy faz porównywanych sygnałów.
d) Gdy błąd fazy osiągnie wartość zero, pętla PLL przechodzi do stanu synchronizacji.
Na wyjściu detektora PFD otrzymujemy impulsy szpilkowe, będące efektem
skończonej szybkości działania stosowanych układów cyfrowych, które muszą być
odfiltrowane, aby nie modulować generatora VCO i nie wytwarzać niepożądanych
składowych widma częstotliwościowego generowanego sygnału (ang. spurious
signals).
e). Pętla PLL z detektorem PFD nie jest w stanie osiągnąć stan synchronizacji,
niezależnie od odstępu częstotliwości sygnału synchronizującego od warunków
początkowych (przed rozpoczęciem procesu synchronizacji), natomiast nie
wykazuje statycznego błędu fazy po osiągnięciu stanu synchronizacji
15. Syntezer częstotliwości z układem PLL z ułamkowym/ wymiernym zwielokrotnieniem
częstotliwości referencyjnej.
Gdy Fr = 25 kHz, dokładność częstotliwości oscylatora kwarcowego wynosi 1 ppm., a
N = 32002, to:
a). FVCO = 960,03 MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ~ ± 96 Hz.
b). FVCO = 800,05 MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ~ ± 8 kHz.
c). FVCO = 800,05 MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ~ ± 80 Hz.
d). FVCO = 800,05 MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ~ ± 800 Hz.
e). FVCO = 960,03 MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ~ ± 960 Hz.
16.
W dwupołówkowym prostowniku Graetza z obciążeniem rezystancyjnopojemnościowym (stała czasowa obciążenia τ = RC >> 20 ms), zasilanym z sieci
230 V poprzez transformator sieciowy o przekładni obniżającej n = 23 (pominąć
17.
rezystancje uzwojeń i diod) średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w
przybliżeniu wynosi:
a). 10 V
b). 5 V
c). 14 V
d). 7 V
e). 28 V
W prostowniku trójfazowym z obciążeniem rezystancyjno-indukcyjnym (stała czasowa
obciążenia τ = L/R >> 20 ms ), zasilanym bezpośrednio z sieci 3x230 V średnia wartość
napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi:
a). 269 V
b). 191 V
c). Za mało danych dla wyznaczenia średniej wartości napięcia na rezystancji
obciążenia
d). 324 V
e). 230 V
18. Która z podanych zalet stosowania modulacji przy przesyłaniu sygnałów nie jest
prawdziwa?
a). Możliwość przekazania sygnałów oryginalnych na duże odległości przez kanał
transmisyjny. Warunkiem sprawnej transmisji jest, aby sygnał nadawany był
widmowo dopasowany do kanału.
b). Możliwość uodpornienia transmitowanych sygnałów na szumy i zakłócenia.
c). Możliwość rozdzielenia równocześnie przesyłanych sygnałów na tej samej
częstotliwości nośnej (modulatory kwadraturowe).
d). Możliwość zwielokrotnienia sygnałów oryginalnych przesyłanych przez kanały
poprzez zwielokrotnienie częstotliwościowe i czasowe.
e). Modulacje są stosowane tylko w transmisji sygnałów.
19. Podstawowe rodzaje modulacji analogowych i cyfrowych. Wybierz prawidłowo
zakwalifikowane modulacje:
Modulacje
analogowe
pasmowe
a).
b).
c).
d).
e).
AM, FM, PM
PAM, PWM
AM, FM, PM
AM, FM, PM
AM, FM, PM
Modulacje
analogowe
w paśmie
podstawowym
PAM, PWM
AM, FM, PM
PAM, PWM
PAM, PWM
PAM, PWM
Modulacje
cyfrowe pasmowe
PCM, DM
PCM, DM
ASK, FSK, PSK
PCM, DM
ASK, FSK, PSK
Modulacje
cyfrowe
w paśmie
podstawowym
ASK, FSK, PSK
ASK, FSK, PSK
PCM, DM
PCM, DM
ASK, FSK, PSK
20. Wskaż prawidłowo określoną funkcję modulującą dla różnych rodzajów modulacji AM:
dwuwstęgowej, jednowstęgowej, z falą nośną i bez fali nośnej:
Funkcja
modulująca
a).
b).
c).
d).
e).
21.
1 + kx(t )
kx(t )
AM DSB
AM DSB SC
AM DSB
AM DSB SC
AM DSB SC
AM DSB
AM DSB SC
AM DSB
AM SSB SC
dolna wstęga
AM SSB SC
górna wstęga
x(t ) + jxˆ (t )
x(t ) − jxˆ (t )
AM SSB SC
górna wstęga
AM SSB SC
dolna wstęga
AM SSB SC
górna wstęga
AM SSB SC
dolna wstęga
AM SSB SC
dolna wstęga
AM SSB SC
górna wstęga
AM SSB SC
dolna wstęga
AM SSB SC
górna wstęga
AM DSB
AM DSB SC
Wskaż prawidłową kombinację rzeczywistych funkcji przebiegów zmodulowanych
dla różnych rodzajów modulacji
Przebieg zmodulowany
rzeczywisty
a).
b).
c).
d).
e).
AM
DSB
AM
DSB SC
AM
DSB SC
AM
DSB
AM
DSB SC
AM
DSB
AM
DSB
AM
DSB SC
PM
s (t ) = U 0 m cos[ω 0 t + k ∫ x(t )dt ]
FM
FM
PM
PM
s (t ) = U 0 m cos[ω 0 t + k x(t )]
PM
PM
FM
FM
s (t ) = A0 kx(t ) cos(ω 0 t )
s (t ) = A0 [1 + kx(t )]cos(ω 0 t )
FM
AM
DSB
AM
DSB SC
22. Szerokość pasma sygnału FM, w którym dewiacja częstotliwości wynosi 75 kHz,
wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o
różnych częstotliwościach: 1 kHz, 4 kHz i 8 kHz , wynosi:
fs
a).
b).
c).
d).
e).
1 kHz
152 kHz
158 kHz
166 kHz
152 kHz
150 kHz
4 kHz
152 kHz
158 kHz
166 kHz
158 kHz
150 kHz
8 kHz
152 kHz
158 kHz
166 kHz
166 kHz
150 kHz
23. Szerokość pasma sygnału PM, w którym dewiacja fazy ΔψPM = mφ = 5 jest stała,
wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o
różnych częstotliwościach: 1 kHz, 4 kHz i 8 kHz , wynosi:
fs
a).
b).
c).
d).
e).
1 kHz
12 kHz
12 kHz
6 kHz
152 kHz
96 kHz
4 kHz
48 kHz
12 kHz
24 kHz
158 kHz
96 kHz
8 kHz
96 kHz
12 kHz
48 kHz
166 kHz
96 kHz
24. Która z podanych informacji jest nieprawdziwa?
a). Najważniejsza różnica, decydująca o przewadze systemu FM nad systemem PM
polega na tym, że szerokość pasma sygnału FM jest niezależna od maksymalnej
częstotliwości sygnału informacyjnego ( dla sygnału PM mamy βPM = 2 βPMfm).
b). Analiza sygnału PM przebiega identycznie jak sygnału FM przy założeniu, że
sygnał modulujący jest całką sygnału informacyjnego ν (t ) = ∫ x(t )dt .
c). W porównaniu do systemów AM, systemy FM i PM charakteryzują się większą
odpornością na zakłócenia.
d). Dalszą poprawę stosunku sygnał do zakłócenia systemu FM uzyskuje się przez
„preemfazę” charakterystyki częstotliwościowej po stronie nadawczej i
„deemfazę” charakterystyki częstotliwościowej po stronie odbiorczej.
e). Systemy AM charakteryzuje mała odporność na zakłócenia, szumy i zanik
selektywny.
25. W modulatorze bezpośrednim , wykorzystującym generator LC z dwójnikiem
reaktancyjnym w postaci diody pojemnościowej, pomiędzy dewiacją częstotliwości ΔF,
a częstotliwością nośną F0 musi zachodzić związek:
3 ΔF
a).
<< 1
4 F0
b). Dewiacja częstotliwości ΔF może być zarówno duża jak i mała.
3 ΔF
>1
c).
4 F0
d). ΔF = F0
3 ΔF
<1
e).
4 F0
26. W modulatorze Armstronga (pośredni modulator FM), wąskopasmowa modulacja FM
posiada widmo ograniczone praktycznie do jednej pary wstęg bocznych gdy:
a). W układzie zastosujemy modulator AM DSB z dużym współczynnikiem
głębokości modulacji.
b). W układzie zastosujemy modulator AM DSB z małym współczynnikiem
c). W układzie zastosujemy modulator AM DSB SC z dużym współczynnikiem
d). W układzie modulatora Armstronga zastosujemy modulator AM DSB CS z małym
współczynnikiem głębokości modulacji.
e). Na wejściu modulatora Armstronga zastosujemy układ różniczkujący
27. Która z podanych informacji, dotycząca diodowych demodulatorów AM, nie jest
prawdziwa?
a). Detektor liniowy daje na swoim wyjściu niezniekształcony sygnał modulujący.
b). Detektor kwadratowy wprowadza zniekształcenia sygnału modulującego, które
zależą od głębokości modulacji.
c). Detektor wartości szczytowej nie wprowadza na swoim wyjściu zniekształceń
sygnału modulującego, gdy szybkość rozładowanie kondensatora jest większa od
szybkości zmian obwiedni dla największej częstotliwości modulującej fmax.
d). Asynchroniczne detektory diodowe znajdują zastosowanie do demodulacji
wszystkich rodzajów sygnałów zmodulowanych: AM, AM-S.C., SSB-S.C. i SSB.
e). Asynchroniczne detektory diodowe znajdują zastosowanie głównie do
demodulacji sygnałów AM.
28.
Która z podanych informacji, dotycząca synchronicznego demodulatora
kluczowanego AM, nie jest prawdziwa, w porównaniu z konwencjonalnymi
detektorami diodowymi?
a). W przypadku sygnałów z równoczesną modulacją AM i FM, wielkość produktów
intermodulacji między nośnymi jest dużo mniejsza.
b). Posiada mniejsze szumy przy małych sygnałach.
c). Charakteryzuje się większą liniowością.
d) Na wyjściu układu mnożącego demodulatora występują również niepożądane
składniki, których widma są skoncentrowane wokół trzeciej harmonicznej
częstotliwości nośnej, jednak ich odfiltrowanie nie stwarza problemów.
e). Detektor wartości szczytowej nie wprowadza na swoim wyjściu zniekształceń
sygnału modulującego, gdy szybkość rozładowanie kondensatora jest większa od
szybkości zmian obwiedni dla najmniejszej częstotliwości modulującej fmin.
29.
Która z podanych informacji, dotycząca koincydencyjnego demodulatora FM
podwójnie zrównoważonego, nie jest prawdziwa?
a). Jest łatwy do realizacji w technice scalonej.
b). Sygnał modulujący, otrzymywany na wyjściu demodulatora, jest dwa razy większy
niż w przypadku demodulatora FM pojedynczo zrównoważonego.
c). Zastosowanie źródła prądowego na tranzystorze T7, zasilającego pary różnicowe,
zapewnia dobrą symetrię i zrównoważenie układu.
d). Funkcję przesuwnika fazowego pełni układ złożony z kondensatora C i obwodu
rezonansowego LC1 dostrojonego do częstotliwości nośnej F0 sygnału FM.
e). Działanie tego układu opiera się na analogowym mnożeniu dwóch sygnałów FM, z
których jeden jest przesunięty względem drugiego o stały kąt ψ = const.
30.
Która z podanych informacji, dotycząca przemiany częstotliwości nie jest prawdziwa?
a). Idealna przemiana częstotliwości polega na przesunięciu sygnału na osi
częstotliwości z punktu fs do częstotliwości fp, nazywaną częstotliwością
pośrednią, która najczęściej jest równa: fp,= fh − fs.
b). Idealna przemiana częstotliwości polega na przesunięciu sygnału na osi
częstotliwości z punktu fs do częstotliwości fp, nazywaną częstotliwością
pośrednią, która najczęściej jest równa: fp,= fh + fs.
c). Operacja przemiany częstotliwości jest operacją nieliniową, analogiczną do
procesu AM-S.C., z tą różnicą, że rolę sygnału modulującego odgrywa teraz
pasmowy sygnał użytkowy w. cz. o częstotliwości środkowej fs, na wyjściu zaś
wykorzystywana jest tylko jedna wstęga boczna.
d). Niezależnie od rodzaju przemiany sygnału o częstotliwości fs , zawsze występuje
realne niebezpieczeństwo, że na wejściu mieszacza oprócz sygnału użytecznego
przemiany pojawi się również sygnał lustrzany o częstotliwości: fl = fh + fp,
którego wpływ musi być minimalizowany, czego dokonuje się za pomocą
odpowiedniej filtracji na wejściu mieszacza, a najczęściej w mieszaczach z
eliminacją sygnałów lustrzanych w układach :Hartleya lub Weavera.
e). Zaletą mieszacza podwójnie zrównoważonego jest to, że w sygnale wyjściowym
nie występują składowe o częstotliwościach: fh i fs oraz występuję częściowa
kompensacja składowych o częstotliwościach kombinacyjnych.
TEORIA SYGNAŁÓW
1
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
2
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
3
treść pytania:
numer odpowiedzi
Cechą znamienną sygnału analogowego jest
treść odpowiedzi
poprawność odpowiedzi
jego podobieństwo do innego sygnału
zdefiniowanie jego wartości w dziedzinie
mającej ciągły charakter
wygenerowanie go przez analogowy
układ elektroniczny
posiadanie modelu matematycznego w
postaci funkcji ciągłej
odtworzenie go przez przetwornik
cyfrowo-analogowy
Sygnał dyskretny
treść odpowiedzi
ma poufny charakter
przyjmuje tylko pewne wybrane wartości
ma wartości zdefiniowane tylko w
pewnych wybranych punktach
oznacza to samo co sygnał cyfrowy
został wygenerowany przez układ
dyskretny
Transformacja Fouriera
treść odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
4
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
5
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
6
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
służy do analizy częstotliwościowej
sygnałów dyskretnych
służy do obliczania współczynników
szeregu trygonometrycznego
odpowiedzi impulsowej wyznacza
charakterystyki częstotliwościowe filtru
przyjmuje wyłącznie wartości rzeczywiste
jest przekształceniem nieliniowym
Widma amplitudowe sygnałów
treść odpowiedzi
przyjmują wartości zespolone
są funkcjami nieparzystymi dla sygnałów
o wartościach rzeczywistych
służą do analizy czasowoczęstotliwościowej sygnałów
są modułami transformat Fouriera
prezentują maksymalne zakresy zmian
amplitud
Modelem matematycznym obrazu analogowego jest
treść odpowiedzi
macierz
funkcja o wartościach rzeczywistych
zależnych od czasu
funkcja dwóch zmiennych
funkcja trzech zmiennych
iloczyn diadyczny dwóch wektorów
5.
Jeżeli baza sygnałów jest ortogonalna to
treść odpowiedzi
sygnały są unormowane
wymiar przestrzeni sygnałów jest
nieskończony
zerują się wszystkie iloczyny skalarne
sygnałów wygenerowanych z elementów
bazowych
nie można unormować sygnałów
bazowych
elementy bazowe są liniowo niezależne
7
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
Transformata Fouriera sygnału akustycznego
treść odpowiedzi
jest funkcją określoną na zbiorze liczb
3.
4.
2.
3.
4.
5.
8
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
9
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
10
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
zespolonych i przyjmującą wartości w
zbiorze liczb zespolonych
rzeczywistych i przyjmującą wartości w
zbiorze liczb rzeczywistych
jest funkcją parzystą
jest zdefiniowana zarówno dla dodatnich
jak i ujemnych częstotliwości
jest funkcją nieparzystą
Widmo amplitudowe sygnału akustycznego
treść odpowiedzi
jest obliczane jako arc tg z ilorazu części
urojonej do rzeczywistej widma
zespolonego
rzeczywistych i przyjmującą wartości w
zbiorze liczb zespolonych
może mieć wartości ujemne
jest funkcją parzystą
jest równe normie sygnału
Widmo fazowe sygnału akustycznego
treść odpowiedzi
jest obliczane jako tg części rzeczywistej
do części urojonej widma zespolonego
jest obliczane jako arc tg części
rzeczywistej do części urojonej widma
zespolonego
jest obliczane jako pierwiastek
kwadratowy z sumy kwadratów części
rzeczywistej i urojonej widma
zespolonego
jest funkcja parzystą
jest obliczane jako arc tg części urojonej
do części rzeczywistej widma
zespolonego
Transformacja Fouriera
treść odpowiedzi
nie jest przekształceniem całkowym
nie jest operacją liniową
nie zachowuje iloczynu skalarnego
nie zachowuje energii
jest operacją odwracalną
11
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
12
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
13
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
Z zasady nieoznaczoności Heisenberga wynika, że
treść odpowiedzi
nośnik widma impulsu musi być
ograniczony
istnieją sygnały mające skończony czas
trwania i ograniczone pasmo
częstotliwości
nie istnieją sygnały mające nieskończony
czas trwania i nieograniczone pasmo
częstotliwości
sygnały mające ograniczone pasmo
częstotliwościowe muszą trwać
nieskończenie długo
nie można z dowolną dokładnością
wyznaczyć jednocześnie położenia i pędu
sygnału
Jeśli zmienimy skalę czasu (mnożąc go przez a) sygnału, to w jego
widmie
treść odpowiedzi
skala częstotliwości będzie pomnożona
przez a
nic się nie zmieni
skala częstotliwości będzie podzielona
przez a
amplitudowym pojawi się mnożenie przez
a
amplitudowym pojawi się dzielenie przez
a
5.
Jeżeli sygnał zostanie przesunięty w dziedzinie czasu, to jego widmo
treść odpowiedzi
nie ulegnie zmianie
będzie przesunięte w dziedzinie
częstotliwości
amplitudowe się zmieni
zespolone będzie pomnożone przez stałą
wartość
fazowe ulegnie zmianie
14
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
Splot w dziedzinie czasu
treść odpowiedzi
jest całką oznaczoną z iloczynu jednego
3.
4.
2.
3.
4.
5.
15
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
16
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5
17
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
18
treść pytania:
numer odpowiedzi
sygnału i drugiego przesuniętego w czasie
opisuje analizę widmową sygnałów
jest zamieniany na iloczyn widm przez
transformację Fouriera
nie jest operacja przemienną
wymaga zerowych wartości splatanych
sygnałów dla ujemnych chwil czasu
Jeżeli sygnał jest funkcją rzeczywistą i parzystą, to widmo
treść odpowiedzi
zespolone jest funkcją czysto urojoną
amplitudowe jest funkcją nieparzystą
amplitudowe jest zerowe
fazowe jest zerowe
fazowe jest funkcją parzysta
Sygnał sinusoidalny o częstotliwości f z nieograniczonym czasem
trwania ma
treść odpowiedzi
widmo w postaci impulsu prostokątnego
widmo wszędzie zerowe oprócz
częstotliwości f gdzie przyjmuje wartość
jeden
widmo czysto rzeczywiste
nieskończoną energię
klasyczną transformatę Fouriera
Transformacja Gabora
treść odpowiedzi
ma jądro przekształcenia takie samo jak
transformacja Fouriera
daje widmo w postaci funkcji o
wartościach rzeczywistych
posługuje się oknem w postaci funkcji
Gaussa
ma jądro przekształcenia w postaci falki o
wartościach rzeczywistych
służy do analizy sygnałów dyskretnych
Które okno ma widmo z czwartą potęgą częstotliwości w
mianowniku:
treść odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
19
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
20
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
21
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
22
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
23
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
Bartletta
Parzena
Hanna
Hamminga
prostokątne
Transformacja falkowa służy do
treść odpowiedzi
transmisji sygnałów na falach
elektromagnetycznych
analizy czasowo-częstotliwościowej
dopasowania falowego
prezentacji sygnału w postaci fal
analizy wyłącznie sygnałów 1-D
Filtr Butterwortha jest
treść odpowiedzi
górnoprzepustowy
pasmowy
dolnoprzepustowy
pasmowozaporowy
wrzechprzepustowy
Modelem matematycznym filtru analogowego w dziedzinie czasu jest
treść odpowiedzi
równanie różnicowe
iloczyn odpowiedzi impulsowej i sygnału
iloraz dwóch funkcji
splot
suma odpowiedzi impulsowej i sygnału
Transmitancja filtru jest
treść odpowiedzi
ilorazem widm zespolonych sygnałów
wyjściowego i wejściowego
iloczynem widm zespolonych sygnałów
wyjściowego i wejściowego
funkcją określoną na zbiorze liczb
zespolonych
ilorazem w dziedzinie czasu sygnału
wyjściowego przez sygnał wejściowy
modelem matematycznym filtru w
dziedzinie czasu
Charakterystyki amplitudowe filtrów Czebyszewa
treść odpowiedzi
nie mają zafalowań
2.
3.
4.
5.
24
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
25
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
mają zafalowania zarówno w paśmie
przewodzenia jak i zaporowym
mają zafalowania tylko w jednym z pasm,
zaporowym albo przewodzenia
nie zależą od częstotliwości
są funkcjami o wartościach zespolonych
Dla filtrów eliptycznych bieguny
treść odpowiedzi
znajdują się w przedziale od 0 do 1
są częstotliwościami dla których
charakterystyka amplitudowa filtru
przyjmuje wartości zerowe
przyjmują wartości zespolone
są odwrotnościami zer
są najbardziej oddalonymi od siebie
punktami charakterystyki amplitudowej
Który filtr ma największą stromość charakterystyki amplitudowej w
paśmie przejściowym:
treść odpowiedzi
Czebyszewa pierwszego rodzaju
Czebyszewa drugiego rodzaju
eliptyczny
Butterwortha
Wienera
CYFROWE PRZETWARZANIE SYGNAŁÓW
1
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
2
treść pytania:
numer odpowiedzi
Filtr o skończonej odpowiedzi impulsowej
treść odpowiedzi
nie może mieć liniowej charakterystyki
fazowej
oznaczany jest akronimem IIR
ma z-transmitancję w postaci wielomianu
z niedodatnimi potęgami
wyznacza wartości sygnału wyjściowego
w oparciu o sygnał wejściowy i
poprzednie próbki sygnału wyjściowego
generuje wyłącznie impulsy o krótkim
czasie trwania
Filtr o nieskończonej odpowiedzi impulsowej
treść odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
3
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
4
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
5
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
może mieć liniową charakterystykę
fazową
oznaczany jest akronimem FIR
ma z-transmitancję w postaci wielomianu
z ujemnymi potęgami
generuje próbki o nieskończonych
wartościach
wyznacza wartości sygnału wyjściowego
w oparciu o sygnał wejściowy i
poprzednie próbki sygnału wyjściowego
Metoda Remeza służy do
treść odpowiedzi
projektowania filtrów o nieskończonej
odpowiedzi impulsowej
projektowania filtrów o skończonej
odpowiedzi impulsowej
wyliczania wartości dyskretnej
transformaty Fouriera
kompresji sygnałów
obliczania szybkiej transformaty Fouriera
Dyskretna transformacja Fouriera
treść odpowiedzi
opiera się na schematach motylkowych
ma akronim FFT
jest wykorzystywana do filtracji sygnałów
dyskretnych
służy do wyliczania widm sygnałów
analogowych
jest przekształceniem liniowym
4.
5.
Szybka transformacja Fouriera
treść odpowiedzi
jest wykorzystywana do obliczania widm
sygnałów analogowych
służy do efektywnego wyliczania
wartości dyskretnej transformacji
Fouriera
wymaga ilości mnożeń proporcjonalnej
do kwadratu liczby próbek sygnału
została opracowana przez Huffmana
jest przekształceniem całkowym
6
treść pytania:
numer odpowiedzi
Próbkowanie sygnału
treść odpowiedzi
2.
3.
1.
2.
3.
4.
5.
7
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
8
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
9
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
10
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
jest operacją zawsze odwracalną
polega na zerowaniu sygnału w
odpowiednich miejscach
zamienia sygnał analogowy na dyskretny
w połączeniu z kwantyzacją daje sygnał
analogowy
nie ma nic wspólnego z aliasingiem
Z-transformacja
treść odpowiedzi
jest przekształceniem nieliniowym
zamienia splot dwóch sygnałów w sumę
ich z-transformat
jest przekształceniem całkowym
usuwa z sygnału wysokie częstotliwości
zamienia sygnał dyskretny w funkcję
określoną na zbiorze liczb zespolonych
Bezstratna kompresja sygnałów
treść odpowiedzi
nie redukuje ilości bitów w sygnale
cyfrowym
jest procesem odwracalnym
nie może być stosowana do kompresji
obrazów
opiera się na kwantyzacji sygnałów
daje większą redukcję bitów niż
kompresja stratna
Stratna metoda kompresji sygnałów
treść odpowiedzi
jest procesem odwracalnym
nadaje się do kompresji sygnałów
zaszyfrowanych
może powodować aliasing
nie jest wynikiem dyskretyzacji sygnałów
na ogół daje większą redukcję bitów niż
kompresja bezstratna
Kodowanie Huffmana
treść odpowiedzi
jest metodą modulacji cyfrowej
2.
3.
4.
5.
11
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
12
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
13
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
14
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
jest metodą kompresji sygnałów
służy do szyfrowania informacji
ułatwia filtrację sygnałów
zamienia sygnał analogowy na cyfrowy
DFT
treść odpowiedzi
oznacza szybką transformację Fouriera
opiera się na schematach motylkowych
przekształca wektor w wektor przy
pomocy macierzy kwadratowej
oznacza filtr o skończonej odpowiedzi
impulsowej
przekształca widmo sygnału dyskretnego
w sygnał w dziedzinie czasu
Ilość próbek dyskretnego widma
treść odpowiedzi
jest mniejsza niż ilość próbek w
dziedzinie czasu
czasami jest taka sama jak ilość próbek w
dziedzinie czasu
zawsze jest taka sama jak ilość próbek w
dziedzinie czasu
jest większa niż ilość próbek w dziedzinie
czasu
jest równa połowie liczby próbek w
dziedzinie czasu
FFT
treść odpowiedzi
daje takie same wyniki jak DFT
służy do kompresji widm sygnałów
oznacza filtry dolnoprzepustowe
oznacza filtrację pasmową
jest akronimem ciągłej transformacji
Fouriera
Schemat motylkowy
treść odpowiedzi
służy do obliczania DFT
2.
3.
4.
5.
15
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
16
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
17
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
18
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
służy do wyznaczania widma sygnału
złożonego z dwóch próbek
jest metodą kompresji
przyspiesza obliczenia
jest filtrem dolnoprzepustowym
Splot sygnału i odpowiedzi impulsowej
treść odpowiedzi
jest synonimem korelacji sygnałów
jest modulacją
jest filtracją
jest iloczynem z-transformat
jest iloczynem transformat Fouriera
z-transmitancja jest
treść odpowiedzi
modelem matematycznym filtru w
dziedzinie czasu
zespoloną charakterystyką
częstotliwościową filtru
odpowiedzią impulsową filtru cyfrowego
iloczynem z-transformaty sygnału
wyjściowego przez z-transformatę
sygnału wejściowego
modelem matematycznym transmisji
równoległej
Główna metoda projektowania filtrów FIR opiera się na
treść odpowiedzi
metodach projektowania filtrów
analogowych
dyskretnej transformacji Fouriera
algorytmie optymalizacyjnym Remeza
szeregach Fouriera
wielomianach Czebyszewa
4.
5.
Filtry FIR
treść odpowiedzi
są dolnoprzepustowe
są przekształceniem liniowym
mogą mieć liniową charakterystykę
amplitudową
wymagają badania stabilności
mają nieskończoną odpowiedź impulsową
19
treść pytania:
numer odpowiedzi
Główna metoda projektowania filtrów IIR opiera się na
treść odpowiedzi
metodach projektowania filtrów
analogowych
dyskretnej transformacji Fouriera
algorytmie optymalizacyjnym Remeza
szeregach Fouriera
niezmienniczej odpowiedzi impulsowej
1.
2.
3.
4.
5.
20
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
Filtry IIR
treść odpowiedzi
są przekształceniem liniowym
są dolnoprzepustowe
mogą mieć liniową charakterystykę
amplitudową
nigdy nie wymagają badania stabilności
mają skończoną odpowiedź impulsową
21
treść pytania:
numer odpowiedzi
1.
2.
3.
4.
5.
Kodowanie różnicowe
treść odpowiedzi
jest metodą modulacji cyfrowej
jest metodą kompresji sygnałów
służy do szyfrowania informacji
ułatwia filtrację sygnałów
zamienia sygnał analogowy na cyfrowy
ANTENY I PROPAGACJA FAL
1. Charakterystyka promieniowania anteny określa:
a. impedancję mierzona na zaciskach wejściowych anteny dla częstotliwości
środkowej,
b. unormowany do wartości maksymalnej przestrzenny rozkład natężenia pola,
c. unormowany do wartości maksymalnej rozkład natężenia pola określony tylko
w trzech wzajemnie prostopadłych płaszczyznach,
d. unormowany do wartości maksymalnej rozkład natężenia pola określony tylko
w dwóch wzajemnie prostopadłych płaszczyznach,
e. unormowany do wartości maksymalnej rozkład natężenia pola określony tylko
w jednej płaszczyźnie.
2. Charakterystyka promieniowania określa właściwości anteny w:
a. strefie bliskiej,
b. strefie dalekiej,
c. strefie pośredniej,
d. strefie bliskiej i dalekiej,
e. strefie bliskiej, pośredniej i dalekiej.
3. Zysk kierunkowy to:
4.
5.
6.
7.
8.
a. stosunek gęstości kątowej mocy promieniowanej do gęstości mocy
promieniowanej przez antenę odniesienia przy warunku, że obie anteny
promieniują takie same wartości średnie mocy,
b. rozkład gęstości mocy promieniowanej,
c. stosunek gęstości kątowej mocy promieniowanej do gęstości mocy
promieniowanej przez antenę odniesienia przy warunku, że do obu anten
doprowadzona jest taka sama mocy P,
d. stosunek natężenia pola określonego w polu dalekim dla kierunku
maksymalnego promieniowania do natężenia pola promieniowanego przez
listek wsteczny
e. stosunek natężenia pola określonego w polu dalekim dla kierunku
maksymalnego promieniowania do natężenia pola promieniowanego przez
listek boczny.
Antena izotropowa to:
a. antena, której gęstość mocy promieniowanej we wszystkich kierunkach jest
jednakowa,
b. antena, której zysk energetyczny jest taki sam jak zysk dipola półfalowego,
c. antena charakteryzująca się wąską wiązką promieniowania,
d. antena powszechnie wykorzystywana w łączach telekomunikacyjnych,
e. antena którą tworzy dipol ćwierć-falowy.
Zysk energetyczny to:
a. stosunek gęstości mocy promieniowanej przez antenę w danym kierunku do
gęstości mocy promieniowanej przez antenę izotropową przy założeniu, że do
obu anten jest doprowadzona taka sama moc P,
b. stosunek gęstości mocy promieniowanej na kierunku maksymalnego
promieniowania do gęstości mocy promieniowanej przez listek tylny,
c. stosunek gęstości mocy promieniowanej na kierunku maksymalnego
promieniowania do gęstości mocy promieniowanej przez listek boczny,
d. wartość maksymalna natężenia pola wytwarzanego przez antenę,
e. stosunek wartości maksymalnej natężenia pola wytwarzanego przez antenę do
wartości minimalnej.
Sprawność anteny:
a. to stosunek mocy wypromieniowanej do mocy na wejściu anteny,
b. określa własności kierunkowe anteny,
c. określa własności polaryzacyjne anteny,
d. to wartość zysku energetycznego odniesiona do mocy doprowadzonej do
anteny,
e. to wartość zysku kierunkowego odniesiona do mocy doprowadzonej do anteny.
Źródłami strat w antenie są:
a. tylko straty odbiciowe związane z niedopasowaniem toru odbiorczego,
b. tylko straty przewodzenia związane ze skończoną przewodnością przewodnika,
c. tylko straty dielektryczne,
d. straty związane ze złym umieszczeniem anteny w przestrzeni,
e. straty odbiciowe, przewodzenia i dielektryczne.
Powierzchnia skuteczna anteny to:
a. stosunek mocy wydzielonej w dopasowanym obciążeniu anteny do gęstości
mocy pola w miejscu umieszczenia anteny,
b. stosunek napięcia na rozwartych zaciskach anteny do gęstości mocy pola w
miejscu umieszczenia anteny,
c. stosunek prądu płynącego przez zwarte zaciski anteny do gęstości pola w
miejscu umieszczenia anteny,
d. jest pole powierzchni anteny odniesione do częstotliwości środkowej
e. jest pole powierzchni anteny odniesione do jej maksymalnego wymiaru
liniowego.
9. Impedancja wejściowa anteny jest sumą:
a. rezystancji promieniowania i reaktancji wejściowej anteny,
b. rezystancji strat i reaktancji wejściowej anteny,
c. rezystancji promieniowania i rezystancji strat anteny,
d. rezystancji promieniowania, rezystancji strat i reaktancji wejściowej anteny,
e. rezystancji straty i kwadratu rezystancji promieniowania.
10. Tłumienie polaryzacji ortogonalnej to:
a. wyrażony w dB stosunek mocy odbieranej na polaryzacji pożądanej do mocy
odbieranej na polaryzacji ortogonalnej,
b. wyrażony w dB stosunek mocy odbieranej na polaryzacji poziomej do mocy
odbieranej na polaryzacji kołowej prawoskrętnej,
c. stosunek amplitudy wektora E wzdłuż dużej półosi elipsy do amplitudy
natężenia pola wzdłuż malej półosi elipsy,
d. wartość, która dla danej anteny nie zależy od kierunku promieniowania,
e. wartość, która zmienia się w zależności od mocy doprowadzonej do anteny.
11. Z równania zasięgu dla propagacji w wolnej przestrzeniu wynika, że:
a. podwojenie zasięgu wymaga czterokrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
b. podwojenie zasięgu wymaga dwukrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
c. podwojenie zasięgu wymaga ośmiokrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
d. podwojenie zasięgu wymaga szesnastokrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
e. podwojenie zasięgu wymaga dwudziestokrotnego zwiększenia mocy
nadawanej.
12. Z radarowego równania zasięgu dla propagacji w wolnej przestrzeniu wynika, że:
a. podwojenie zasięgu wymaga czterokrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
b. podwojenie zasięgu wymaga dwukrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
c. podwojenie zasięgu wymaga ośmiokrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
d. podwojenie zasięgu wymaga szesnastokrotnego zwiększenia mocy nadawanej,
e. podwojenie zasięgu wymaga dwudziestokrotnego zwiększenia mocy
nadawanej.
13. Polaryzacjami ortogonalnymi są:
a. polaryzacja pozioma i pionowa,
b. polaryzacja pozioma i kołowa prawoskrętna,
c. polaryzacja pozioma i kołowa lewoskrętna,
d. polaryzacja kołowa prawoskrętna i pionowa,
e. odpowiedzi a, b, c i d są nieprawidłowe.
14. Polaryzacja anteny mikropaskowej:
a. zależy od sposobu pobudzenia elementu promieniującego,
b. nie zależy od kształtu elementu promieniującego,
c. jest określona tylko dla częstotliwości rezonansowej anteny,
d. zależy od mocy sygnału doprowadzonego do anteny
e. jest niezależna od kierunku promieniowania promiennika.
15. Procentowa szerokość pasma pracy anteny mikropaskowej:
a. zależy od sposobu pobudzenia elementu promieniującego,
b. nie zależy od grubości podłoża dielektrycznego,
c. zależy od częstotliwości środkowej anteny,
d. zależy od polaryzacji anteny,
e. jest zawsze mniejsza od 0.01%.
16. Poszerzyć pasmo pracy promiennika mikropaskowego poszerzyć można poprzez:
a. zwiększenie grubości podłoża dielektrycznego,
b. zmniejszenie grubości podłoża dielektrycznego,
c. zastosowanie techniki polegającej na dołożeniu kolejnego elementu
promieniującego umieszczonego obok elementu pobudzanego w odległości
równej połowie długości fali,
d. zwiększenie mocy doprowadzonej do zacisków anteny,
e. zastosowanie podłoża o większej przenikalności elektrycznej.
17. Polaryzację kołową w promienniku mikropaskowym:
a. można wzbudzić poprzez zastosowanie elementu promieniującego o
odpowiednim kształcie,
b. można wzbudzić tylko poprzez pobudzenie promiennika w dwóch
ortogonalnie umieszczonych punktach sygnałami o odpowiednim rozkładzie
amplitudowo-fazowym,
c. można wzbudzić tylko poprzez pobudzenie w jednym punkcie pod warunkiem
odpowiedniego umieszczenia tego punktu,
d. można wzbudzić tylko poprzez pobudzenie promiennika w dwóch
ortogonalnie umieszczonych punktach sygnałami o odpowiednim rozkładzie
amplitudowo-fazowym,
e. nie można wzbudzić.
18. Współczynnik osiowy polaryzacji kołowej:
a. rośnie wraz ze wzrostem izolacji pomiędzy portami promiennika
mikropaskowego przy wzbudzaniu dwuportowym
b. maleje wraz ze wzrostem izolacji pomiędzy portami promiennika
mikropaskowego przy wzbudzaniu dwuportowym
c. nie zależy od izolacji pomiędzy portami promiennika mikropaskowego przy
wzbudzaniu dwuportowym
d. jest gorszy w szerszym paśmie pracy przy wzbudzaniu dwuportowym
promiennika mikropaskowego niż przy wzbudzaniu jednoportowym,
e. nie zależy od sposobu wzbudzania polaryzacji kołowej.
19. Do anten pozwalających na pozyskiwanie bardzo szerokich wielooktawowych pasm
pracy należą:
a. anteny logarytmiczno-periodyczne
b. anteny yagi-uda trójelementowe,
c. anteny yagi-uda wieloelementowe,
d. anteny mikropaskowe wykonane na cienkim podłożu dielektrycznym
e. dipole półfalowe.
20. Charakterystyka promieniowania układu antenowego:
a. zależy od ilości elementów promieniujących
b. nie zależy od odległości pomiędzy elementami promieniującymi
c. nie zależy od amplitud przebiegów pobudzających elementy promieniujące
d. nie zależy od faz przebiegów pobudzających elementy promieniujące,
e. jest taka sama jak charakterystyka promieniowania pojedynczego elementu
układu.
21. Współczynnikiem układu nazywany:
a. charakterystykę promieniowania układu złożonego ze źródeł izotropowych,
b. ilość elementów promieniujących,
c. odniesioną do długości fali odległość pomiędzy elementami promieniującymi,
d. charakterystykę promieniowania pojedynczego elementu promieniującego
zastosowanego w układzie antenowym,
e. odległość pomiędzy promiennikami wyrażona w długościach fali.
22. Elektroniczne sterowanie wiązką w układzie antenowym odbywa się poprzez:
a. zmianę rozkładu amplitud sygnałów pobudzających poszczególne elementy
promieniujące,
b. zmianę wzajemnych faz pomiędzy sygnałami pobudzającymi poszczególne
elementy promieniujące,
c. dołączanie i odłączanie kolejnych elementów promieniujących,
d. zmianę mocy doprowadzonej do zacisków anteny,
e. obrót układu antenowego.
23. Zasilanie równoległe układu antenowego charakteryzuje się:
a. tym, że faza sygnałów doprowadzonych do poszczególnych elementów
promieniujących jest stała w szerokim zakresie częstotliwości,
b. tym, że faza sygnałów doprowadzonych do poszczególnych elementów
promieniujących silnie zależy od częstotliwości,
c. mniejszymi stratami w sieci zasilania niż w przypadku zasilania szeregowego,
d. tym, że kierunek maksymalnego promieniowania jest zależny od
częstotliwości,
e. tym, że kierunek maksymalnego promieniowania jest zależny od
doprowadzonej mocy.
24. Zasilanie szeregowe układu antenowego charakteryzuje się:
a. tym, że faza sygnałów doprowadzonych do poszczególnych elementów
promieniujących jest stała w szerokim zakresie częstotliwości,
b. tym, że faza sygnałów doprowadzonych do poszczególnych elementów
promieniujących silnie zależy od częstotliwości,
c. większymi stratami w sieci zasilania niż w przypadku zasilania równoległego,
d. tym, że kierunek maksymalnego promieniowania nie jest zależny od
częstotliwości,
e. tym, że kierunek maksymalnego promieniowania jest zależny od
doprowadzonej mocy.
25. Obniżenie listków bocznych układu antenowego uzyskuje się poprzez:
a. zastosowanie rozkładu amplitudowego, w którym elementy skrajne zasilane są
sygnałem o największej amplitudzie,
b. zastosowanie rozkładu amplitudowego, w którym elementy skrajne zasilane są
sygnałem o najmniejszej amplitudzie,
c. zastosowanie rozkładu fazowego, w którym elementy skrajne zasilane są
sygnałem o największej odchyłce fazy w stosunku do sygnałów zasilających
środkowe elementy,
d. zastosowanie rozkładu fazowego, w którym elementy skrajne zasilane są ze
stałym liniowym narostem fazy,
e. zmniejszenie mocy doprowadzonej do anteny.
26. Szerokość wiązki głównej układu antenowego:
a. zależy od ilości elementów promieniujących,
b. nie zależy od odległości pomiędzy elementami promieniującymi,
c. nie zależy od rodzaju elementu promieniującego,
d. jest mniejsza dla układów o obniżonym poziomie listków bocznych w
stosunku do takiego samego układu, w którym nie zastosowano techniki
obniżania listków bocznych,
e. odpowiedzi a, b, c i d są niepoprawne.
27. Listek dyfrakcyjny jest to:
a. listek, który powstaje poprzez pojawienie się kolejnego maksimum
współczynnika układu w zakresie widzialnym,
b. nie może być zminimalizowany poprzez zmniejszenie odległości pomiędzy
elementami promieniującymi,
c. może być zminimalizowany poprzez zastosowanie odpowiedniego rozkładu
amplitudowego,
d. może być zminimalizowany poprzez zwiększenie odległości pomiędzy
elementami promieniującymi,
e. jest to listek główny układu antenowego o czterech elementach
promieniujących.
28. Antena wielowiązkowa jest to:
a. antena wieloportowa, w której poprzez wybór odpowiedniego portu
zasilającego uzyskuje się inną charakterystykę promieniowania,
b. antena jednoportowa, w której charakterystyka promieniowania posiada co
najmniej dwa listki główne,
c. antena, w której charakterystyka promieniowania zależy od mocy sygnału
doprowadzonego do jej wrót,
d. antena, w której kierunek maksymalnego promieniowania zależy od
częstotliwości,
e. antena jednoportowa, w której charakterystyka promieniowania posiada cztery
listki główne.
29. Zasada przemnażania charakterystyk:
a. mówi o tym, że charakterystyka promieniowania układu antenowego jest
iloczynem współczynnika układu i charakterystyki elementu promieniującego
zastosowanego w układzie antenowym,
b. mówi o tym, że charakterystyka promieniowania układu antenowego jest
iloczynem charakterystyk poszczególnych elementów promieniujących
zastosowanych w układzie antenowym,
c. może być stosowana jedynie do układów antenowych o parzystej liczbie
elementów promieniujących,
d. może być stosowana jeżeli w układzie antenowym zastosowano różne
elementy promieniujące,
e. nie może być stosowana jeżeli w układzie antenowym zastosowano różne
odległości pomiędzy elementami promieniującymi.
30. Zasada wzajemności:
a. stwierdza, że właściwości anteny są niezależne od tego czy antena pracuje w
trybie nadawczym czy odbiorczym,
b. nie obowiązuje dla układów szerokopasmowych,
c. nie obowiązuje dla wszystkich anten pasywnych,
d. stwierdza, że właściwości anteny są zależne od tego czy antena pracuje w
trybie nadawczym czy odbiorczym,
e. odpowiedzi a, b, c i d są niepoprawne.
UKŁADY I SYSTEMY SCALONE
1. Rezystancja linii (R/□ = 100 mΩ/□) wynosi:
a)
b)
c)
d)
e)
2,7 Ω
3Ω
2Ω
2,5 Ω
3,7 Ω
2. Rezystancja linii wynosi (Metal 1: R/□ = 100 mΩ/□, Metal 2: R/□ = 100 mΩ/□,
Przelotka: R = 2 Ω):
a)
b)
c)
d)
e)
2,7 Ω
4,5 Ω
3Ω
4,8 Ω
5Ω
3. Napięcie VSB2 > 0 ma wpływ na:
QN2
QN1
QN2
VSB2>0
VS B1=0
QN1
VS B2>0
a)
b)
c)
d)
e)
VSB1=0
napięcie progowe tranzystora QN1
ruchliwość nośników tranzystora QN1
napięcie progowe tranzystora QN2
ruchliwość nośników obu tranzystorów
nie ma wpływu na napięcia progowe i ruchliwości nośników tych tranzystorów
4. W segmencie A charakterystyki przejściowej i poboru prądu zasilania inwertera
CMOS tranzystory pracują w następujących stanach:
v o, Iinv
vout
VDD
Iinv
A
VTN
B
C
D
E
VcP VcN VDD+VTP VDD v
i
a) obydwa tranzystory są wyłączone
b) tranzystor PMOS jest wyłączony, tranzystor NMOS pracuje w obszarze
nasycenia
c) obydwa tranzystory pracują w obszarze nasycenia
d) tranzystor NMOS jest wyłączony, tranzystor PMOS pracuje w obszarze
liniowym
e) obydwa tranzystory pracują w obszarze liniowym
5. W segmencie C charakterystyki przejściowej i poboru prądu zasilania inwertera
CMOS tranzystory pracują w następujących stanach:
v o, Iinv
vout
VDD
Iinv
A
VTN
B
C
D
E
VcP VcN VDD+VTP VDD v
i
a) obydwa tranzystory są wyłączone
b) tranzystor PMOS jest wyłączony, tranzystor NMOS pracuje w obszarze
nasycenia
c) obydwa tranzystory pracują w obszarze liniowym
d) tranzystor PMOS jest wyłączony, tranzystor NMOS pracuje w obszarze
liniowym
e) obydwa tranzystory pracują w obszarze nasycenia
6. W procesie produkcji układów scalonych obszary półprzewodnika domieszkuje się za
pomocą:
a) implantacji i dyfuzji
b) nanoszenia warstwy fotorezystu
c) naświetlanie
d) wyżarzanie
e) topienie strefowe
7. W przekroju poprzecznym i topografii inwertera CMOS kontakt do podłoża
tranzystora NMOS realizowany jest za pomocą struktury:
n+
p+
p+
n+
n+
p+
studnia n
podłoże p
1
2
3
4
metal
polikrzem
a)
b)
c)
d)
e)
1
2
3
4
5
5
8. W przekroju poprzecznym i topografii inwertera CMOS kontakt do źródła tranzystora
PMOS realizowany jest za pomocą struktury:
n+
p+
p+
n+
n+
p+
studnia n
podłoże p
1
2
3
4
5
metal
polikrzem
a)
b)
c)
d)
e)
1
2
3
4
5
9. Poprawna polaryzacja podłoży układów CMOS wymaga podłączenia:
n+
p+
p+
n+
n+
p+
studnia n
podłoże p
1
a)
b)
c)
d)
e)
2
struktury 1 do zasilania VDD, struktury 2 do masy GND
struktury 1 do zasilania VDD, struktury 2 do masy VDD
struktury 1 do zasilania GND, struktury 2 do masy GND
struktury 1 do zasilania GND, struktury 2 do masy VDD
nie wymaga podłączenia struktur 1 i 2 do linii zasilających, tylko do
sygnałowych
10. Bramka samocentrująca została wprowadzona do etapu produkcji układów MOS,
ponieważ:
a) ułatwia podłączenie metalizacji połączenia
b) zmniejsza pojemności między obszarami bramka-dren, bramka-źródło
c) zwiększa izolację między obszarami bramka-dren, bramka-źródło
d) zwiększa pojemności między obszarami bramka-dren, bramka-źródło
e) zmniejsza izolację między obszarami bramka-dren, bramka-źródło
11. Technika top-down projektowania układów scalonych polega na:
a) projektowaniu topografii układu w kolejności od najwyższej warstwy
metalizacji do podłoża
b) projektowaniu topografii układu na poziomie języków opisu sprzętu, syntezie
logicznej i automatycznym generowaniu topografii
c) projektowaniu od podstaw topografii komórek standardowych
d) projektowaniu układu typu flip-chip
e) projektowaniu układu odbierającego sygnał wysokiej częstotliwości i
przetwarzającego ten sygnał na częstotliwości w paśmie podstawowym
12. Bufor magistrali powinien być zbudowany z:
a) parzystej liczby inwerterów o coraz większych szerokościach tranzystorów
b) dwóch inwerterów o jednakowych wymiarach tranzystorów
c) parzystej liczby inwerterów o jednakowych szerokościach tranzystorów
d) inwertera i bramki transmisyjnej
e) bramki transmisyjnej
13. Bramka transmisyjna powinna być zbudowana z:
a) tranzystora NMOS
b) tranzystorów NMOS i PMOS połączonych równolegle (dreny i źródła)
c) tranzystorów NMOS i PMOS połączonych równolegle (wszystkie końcówki)
d) tranzystorów NMOS i PMOS połączonych szeregowo
e) tranzystora PMOS
14. Napięcie na wyjściu układu z poniższego rysunku ma wartość (VTn – nap. progowe
tranz.):
a)
b)
c)
d)
e)
0V
0,5⋅Vdd
Vdd – VTn
Vdd
VTn
15. Napięcie na wyjściu układu z poniższego rysunku ma wartość (VTp – nap. progowe
tranz.):
a)
b)
c)
d)
e)
0V
0,5⋅Vdd
Vdd – VTp
Vdd
VTp
16. Oblicz rezystancję ścieżki metalowej z poniższego rysunku, jeśli rezystancja na
kwadrat warstwy metalu wynosi 0,1Ω.
7
3
6
1
8
a)
b)
c)
d)
e)
2,05Ω
2,15Ω
2,4Ω
2,2Ω
1,95Ω
17. Oblicz rezystancję ścieżki metalowej z poniższego rysunku, jeśli rezystancja na
kwadrat warstwy metalu wynosi 0,1Ω.
8
1
5
a)
b)
c)
d)
e)
4
1,7Ω
1,5Ω
1,6Ω
1,4Ω
1,45Ω
18. Aby zmniejszyć czas propagacji inwertera CMOS należy:
a) zmniejszyć napięcie zasilania
b) proporcjonalnie zwiększyć długość obu tranzystorów
c) proporcjonalnie zwiększyć szerokość obu tranzystorów
d) proporcjonalnie zwiększyć długość i szerokość obu tranzystorów
e) proporcjonalnie zmniejszyć szerokość obu tranzystorów
19. Główna przyczyna eliminacji rezystorów w układach CMOS VLSI to:
a) redukcja kosztów wykonania
b) zmniejszenie pasożytniczych pojemności
c) zwiększenie częstotliwości roboczej
d) zmniejszenie niepożądanych indukcyjności
e) unikniecie błędów wnoszonych przez dużą tolerancję dokładności rezystancji
20. Jak zmieni się ładunek zgromadzony w kanale tranzystora MOS jeśli współczynnik
względnej przenikalności wzrośnie dwukrotnie, grubość warstwy izolacyjnej tlenku
wzrośnie czterokrotnie i napięcie bramki wzrośnie o 100% ?
a) zwiększy się dwukrotnie
b) pozostanie niezmieniona
c) zmniejszy się dwukrotnie
d) wzrośnie czterokrotnie
e) zmaleje czterokrotnie
21. Jakie ograniczenie częstotliwościowe wnosi ścieżka układu elektronicznego o
długości 30 cm ?
a) 30Hz
b) 0.3GHz
c) 3GHz
d) 30GHz
e) 300GHz
22. Obliczyć jaki ładunek zgromadzi się w kanale tranzystora MOS, przy założeniu, że
napięcie bramki wynosi 3V, wymiary bramki 0.2 μm x 0.2 μm, grubość warstwy
As
tlenku krzemu wynosi 0.01 μm. ε 0 = 0,88 ⋅ 10 −11
, εr = 3
mV
a) 7,9 x 10-15 C
b) 79 x 10-15 C
c) 32 x 10-15 C
d) 0,32 x 10-15 C
e) 3,2 x 10-15 C
23. Znaczenie tranzystora pasożytniczego może być pominięte z powodu:
a) braku wyprowadzenia źródła
b) braku wyprowadzenia drenu
c) braku wyprowadzenia bramki
d) dużej grubości warstwy izolacyjnej SiO2
e) małej grubości warstwy izolacyjnej SiO2
24. Rezystywność polikrzemu stosowanego w układach CMOS VLSI w porównaniu z
rezystywnością czystego krzemu krystalicznego jest:
a) większa
b) taka sama
c) mniejsza
d) pomijalnie mniejsza
e) pomijalnie większa
25. Barwa farby jaką pomalowany jest radiator chłodzący układ scalony ma wpływ na
skuteczność chłodzenia układu scalonego:
a) przez zmianę maksymalnej temperatury układu
b) przez zmianę współczynnika przewodzenia ciepła
c) bardzo mały
d) przez zmianę termicznej stałej czasowej
e) przez zmianę pojemności termicznej radiatora
26. Uzysk produkcji układów scalonych to:
a) stosunek zysku finansowego do poniesionych nakładów
b) względny wzrost częstotliwości taktującej
c) względna redukcja napięcia zasilania
d) stosunek liczny wadliwych układów do całkowitej liczby wyprodukowanych
układów
e) zysk firmy odniesiony do liczby pracowników
27. Obecność padów w cyfrowym układzie scalonym:
a) zwiększa straty energii
b) zmniejsza straty energii
c) nie ma żadnego wpływu na straty energii
d) chroni układ przed uszkodzeniem mechanicznym
e) redukuje całkowity prąd upływu
28. Jaki musi być spełniony warunek aby układ mógł być chłodzony konwekcyjnie?
a) układ zanurzony jest wpłynie (cieczy lub gazie)
b) układ znajduje się w próżni
c) układ jest w obudowie
d) układ jest nieobudowany
e) temperatura otoczenia jest wyższa od 0 deg C
29. Stosuje się materiały izolacyjne bramki tranzystora MOS o zwiększonej
przenikalności dielektrycznej w celu:
a) wykonania izolacji o większej grubości bez utraty zdolności indukowania
ładunków w kanale tranzystora
b) zmniejszenia wpływu gorących elektronów
c) zmniejszenia wpływu modulacji długości kanału
d) zmniejszenia szumów
e) zwiększenia wytrzymałości mechanicznej tranzystora
30. Jaki parametr lub wielkość fizyczna jednoznacznie decyduje o trwałym uszkodzeniu
struktury scalonej:
a) czas
b) energia
c) moc
d) natężenie prądu
e) napięcie
Przykładowe pytania testowe
SYSTEMY I SIECI TELEKOMUNIKACYJNE, Moduł ELEKTRONIKA
1. Komutacja kanałów to:
A) Tworzenie drogi połączeniowej między urządzeniami końcowymi na cały czas trwania
tego połączenia. Odcinki drogi zajmowane są kolejno.
B) Rozdział sygnałów do transmisji na kanały, następnie równoczesne wysyłanie ich do
różnych central i ostatecznie łączenie ich w odbiorniku
C) Przydzielenie wybranemu połączeniu zmieniającej się podczas połączenia losowej
sekwencji kanałów od terminala źródłowego do terminala docelowego.
D) tworzenie drogi połączeniowej dla sygnałów polegające na dzieleniu strumienia informacji
na kanały, a następnie wysyłaniu ich za pomocą łączy komunikacyjnych do centrali końcowej.
E) Tworzenie drogi połączeniowej między urządzeniami końcowymi na czas trwania
połączenia. Odcinki drogi zajmowane są równocześnie.
2. Abonencki zespół liniowy centrali cyfrowej zawiera m.in.:
A) układ testowania linii, koder A/C, rozgałęźnik, modulator, układ zabezpieczający
B) układ zabezpieczający, translator, dekoder A/C, rozgałęźnik, układ testowania linii,
C) układ zabezpieczający, układ dzwonienia, układ nadzorujący, układ testowania linii,
D) układ testowania linii, koder A/C, rozgałęźnik, translator, układ nadzorujący
E) demodulator, dekoder A/C, rozgałęźnik, układ testowania linii, układ nadzorujący
3. Rysunek przedstawia:
A)
B)
C)
D)
E)
2 tory symetryczne i tor pochodny
mostek transformatorowy
2 tory pochodne i 1 tor macierzysty
rozgałęźnik transformatorowy
modulator transformatorowy
4. Wielokrotny komutator przestrzenny (S) sterowany na wyjściu o rozmiarze 16*16
traktów PCM 30/32 zawiera minimum:
A) 256 pojedynczych kluczy oraz 1024 pojedynczych komórek pamięci
B) 256 pojedynczych kluczy oraz 2048 pojedynczych komórek pamięci
C) 512 pojedynczych kluczy oraz 1024 pojedynczych komórek pamięci
D) 1024 pojedynczych kluczy oraz 1024 pojedynczych komórek pamięci
E) 512 pojedynczych kluczy oraz 512 pojedynczych komórek pamięci
5. Wielokrotny komutator czasowy (T) sterowany na wyjściu dla traktu PCM III rzędu
czyli PCM 480/512 zawiera pamięć połączeń i pamięć ramkową o rozmiarach
odpowiednio:
A) 480*8 i 480*9
B) 480*9 i 512*8
C) 512*9 i 512*8
D) 512*9 i 480*8
E) 512*8 i 512*9
6. Usługi przenoszenia, nazywane są również:
A) Teleusługami,
B) Usługami dodatkowymi,
C) Usługami bazowymi,
D) Usługami warstw wyższych,
E) Usługami warstw niższych.
7. Pole adresowe ramki LAP-D zawiera bity (kolejność nieistotna):
A) EA, SAPI, SABME, TEI
B) SAPI, P/F, TEI, C/R
C) C/R, SAPI, EA, TEI
D) SABME, C/R, TEI, P/F
E) P/F, SAPI, , EA, TEI
8. ISDN (2B+D) umożliwia teoretycznie przekazywanie danych użytkowych (bez
kompresji) z prędkością:
A) 64 kb/s,
B) 192 kb/s,
C) 160 kb/s,
D) 144 kb/s,
E) 128 kb/s.
9. Kanał D zestawiany jest metodą komutacji:
A) wiadomości
B) kanałów
C) pakietów
D) łączy
E) mieszanej
10. Dostęp pierwotny (primary rate interface – PRI) obejmuje łącznie:
A) 32 kanały
B) 23 kanały
C) 24 kanały
D) 31 kanałów
E) 30 kanałów
11. Modulację PAM zwaną próbkowaniem naturalnym można zrealizować za pomocą
układów:
A) pętli PLL
B) wzmacniaczy klasy D z przetwarzaniem
C) próbkująco - śledzących
D) kaskady wzmacniaczy rezonansowych
E) próbkująco - pamiętających
12. Sygnały binarne: 100011100101, 110101010101, 000000001010 po kompresji PCM to
odpowiednio:
A)
B)
C)
D)
E)
10111101, 11010101, 00011010
11100101, 11010101, 00001010
11001110, 11111010, 00001010
11001110, 11111010, 01001010
10101110, 10011010, 01001010
13. Sygnały PCM: 10011010, 11111111, 00000000 po ekspansji PCM to odpowiednio:
A) 1000000110101, 1111110000000, 0000000000001
B) 1000000010101, 1111110000001, 0000000100001
C) 1000000110101, 1111110000001, 0000000000001
D) 1000000010101, 1111110000000, 0000000100001
E) 1000000010101, 1111110000000, 0000000000000
14. Liczba „A” przy kompresji w europejskim systemie PCM wynosi 87,6 ponieważ
zapewnia w stosunku do przetwarzania równomiernego 8-bitowego:
A) Zysk kompandacji równy 30 dB
B) Zysk kompandacji równy 4 bity
C) 87,6- krotny wzrost rozdzielczości dla najmniejszych sygnałów
D) 16-krotne zmniejszenie rozdzielczości dla najstarszych bitów
E) 8- krotny wzrost nachylenia charakterystyki przejściowej w zerze
15. Jakie podstawowe kryterium przyjęto przy ustalaniu teoretycznego kształtu krzywej
kompresji w systemie PCM?
A) SNR = const
B) zakres dynamiki = const.,
C) przepływność bitowa systemu PCM = 2048 kb/s
D) częstotliwość ramki = 8 kHz
E) Wszystkie powyższe
16. Pola komutacyjne czasowo przestrzenne szczególnie central abonenckich można
budować w oparciu o scalone matryce DSM o rozmiarach 8 traktów PCM 30/32
wejściowych i 8 wyjściowych. Ile takich matryc należy użyć aby zbudować pole
jednosekcyjne nieblokowalne 32*64:
A)
B)
C)
D)
E)
16
24
64
32
48
17. Jeśli przebieg schodkowej charakterystyki kompresji wokół zera wygląda jak na
Rys.1 to wartości analogowe uzyskane po ekspansji wg systemu europejskiego PCM
będą wynosiły kolejno (w mV):
słowo PCM
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
War to ść an alo g o w a [mV ]
Rys.1. PCM: schodkowa charakterystyka kompresji wokół zera
A)
B)
C)
D)
E)
5,5; 11,0; 16,5
0,0; 5,5; 11,0
2,75; 5,5; 8,25
2,75; 8,25; 13,75
2,75; 5,5; 13,75
18. Podstawowe założenia mechanizmu CSMA -CR umożliwiającego „wielodostęp” do
kanału D sieci ISDN
A) Urządzenia końcowe monitorują bity E w kanale D, styk U realizuje logiczną funkcję
OR, Nieaktywne urządzenie końcowe reprezentuje “0” logiczne
B) Urządzenia końcowe monitorują bity E w kanale D, styk S realizuje logiczną funkcję
AND, Nieaktywne urządzenie końcowe reprezentuje “1” logiczną
C) Urządzenia końcowe monitorują bity F w kanale D, styk U realizuje logiczną funkcję
AND, Nieaktywne urządzenie końcowe reprezentuje “1” logiczną
D) Urządzenia końcowe monitorują bity L w kanale D, styk S realizuje logiczną funkcję
E) Urządzenia końcowe monitorują bity E w kanale D, styk S realizuje logiczną funkcję
19. Kasowanie echa to technika zapewniająca dupleksową transmisję sygnałów
cyfrowych w łączach jednotorowych. Adaptacyjne układy kasowania echa (filtry
cyfrowe z DSP) znajdujące się w na obu końcach łącza (w centrali i w NT1), przez
odpowiednią kompensację eliminują we własnej części odbiorczej sygnały pochodzące z
niezrównoważenia rozgałęźnika liniowego, zmiennych w czasie parametrów linii, odbić,
przeników i przesłuchu między oboma kierunkami transmisji. Układ kompensacji echa:
A)
B)
C)
D)
E)
pracuje wieloetapowo, nadaje losowe sekwencje bitów,
pracuje jednoetapowo, nadaje ściśle określone sekwencje bitów,
pracuje jednoetapowo, nadaje losowe sekwencje bitów,
pracuje wieloetapowo, nadaje ściśle określone sekwencje bitów,
sposób pracy zależy od rodzaju łącza
20. Liczba komutatorów scalonych 8*8 potrzebnych do budowy odpowiednio pola
jednosekcyjnego i trójsekcyjnego 64*64 to:
A) 32, 24
B)
C)
D)
E)
32, 16
64, 32
64, 24
32, 24
21. Komutator czasowy wielokrotny PCM 30/32 sterowany na wyjściu składa się z
pamięci ramkowej (PR) i pamięci połączeń (PP). W której pamięci, pod jakim adresem
(Adr) i jaką informację (I) należy wpisać jeśli chcemy przestawić zawartość kanału
wejściowo 15-tego do kanału 7 w trakcie wyjściowym
A)
B)
C)
D)
E)
PR, Adr: 15, I: 7
PP, Adr: 15, I: 7
PR, Adr:7, I:15
PP, Adr:7, I:22
PP, Adr:7, I:15
22. W systemie transmisyjnym PCM30/32 stosuje się następujące kody transmisyjne
A) AMI, 2B1Q
B) HDB3, 2B1Q
C) Manchester, AMI
D) HDB3, Manchester
E) AMI, HDB3
24. Przepływność binarna telefonicznego kanału cyfrowego PCM wynosi:
A) 32 kb/s
B) 2048 kb/s
C) 8 kb/s
D) 64 kb/s
E) 16 kb/s
25. W cyfrowych wielokrotnych systemach telekomunikacyjnych (w plezjochronicznej
hierarchii cyfrowej PDH) stosuje się zwielokrotnienie:
A)
B)
C)
D)
E)
częstotliwościowe
falowe
z podziałem czasu
kodowe
czasowo-częstotliwościowe
26. Wybieranie tonowe (DTMF) polega na:
A)
B)
C)
D)
E)
jednoczesnym nadawaniu dwóch sygnałów tonowych o różnych częstotliwościach
kolejnym nadawaniu dwóch sygnałów tonowych o różnych częstotliwościach
jednoczesnym nadawaniu dwóch sygnałów tonowych o różnych fazach
kolejnym nadawaniu dwóch sygnałów tonowych o różnych fazach
jednoczesnym nadawaniu dwóch sygnałów tonowych o różnych amplitudach
27. Miarą jakości transmisji w systemach cyfrowych jest:
A) moc sygnału odebranego
B) poziom szumu w kanale
C) moc sygnału nadanego
D) SNR
E) elementowa stopa błędu
28. Układ antylokalny (ogólniej układ kasowania echa) w klasycznym analogowym
aparacie telefonicznym uzyskuje się dzięki:
A)
B)
C)
D)
E)
umieszczeniu mikrofonu i głośnika na przekątnych mostka zrównoważonego
umieszczeniu głośnika na przekątnej mostka zrównoważonego
umieszczeniu mikrofonu na przekątnej mostka zrównoważonego
dopasowaniu głośnika do impedancji linii abonenckiej
dopasowaniu mikrofonu i głośnika do impedancji linii abonenckiej
29. Sygnalizacja adresowa od centrali do aparatu telefonicznego w klasycznej telefonii
analogowej nie obejmuje:
A) sygnału marszrutowania
B) sygnałów tonowych
C) sygnału wybierania
D) sygnałów słownych
E) sygnału telezaliczania
30. Zdalne zasilanie aparatów telefonicznych z centralnej baterii wymaga zastosowania:
A)
B)
C)
D)
E)
Obwodów rezonansowych i kondensatorów sprzęgających
Tylko kondensatorów separujących
Źródeł prądowych (dławików) i kondensatorów separujących
Źródeł prądowych (dławików) i obwodów rezonansowych
Tylko obwodów rezonansowych
31. Poprawna definicja łącza lub kanału to:
A) łącze to jednokierunkowe połączenie między nadajnikiem i odbiornikiem
B) łącze to zespół środków technicznych zapewniających komunikację dwóch urządzeń
(zwiera wymagane kanały do transmisji sygnałów)
C) kanał to zespół funkcjonalnie powiązanych ze sobą urządzeń znajdujących się na
danym obszarze i przeznaczony do świadczenia dwukierunkowych usług
telekomunikacyjnych
D) kanał to zespół środków technicznych zapewniających komunikację dwóch urządzeń
(zwiera wymagane łącza do transmisji sygnałów)
E) kanał to dwukierunkowe połączenie między nadajnikiem i odbiornikiem
32. Preselekcja to:
A) zespół czynności dotyczący rozpoznania nowego zgłoszenia, przyjęcie żądań abonenta
A wywołującego, ocena możliwości realizacji tych żądań
B) zespół czynności dotyczących drogi połączeniowej w centrali i sieci, zgodnej z
żądaniem abonenta A oraz możliwościami komutacyjnymi i transmisyjnymi w sieci;
C) testowanie łączy i zespołów centrali, obsługa alarmów, taryfikacja itp
D) zespół czynności dotyczących zwolnienia drogi połączeniowej;
E) zespół czynności zapewniających powrót urządzeń transmisyjnych i komutacyjnych
do stanu spoczynku oraz rejestracja danych
F) zespół czynności zapewniających rejestrację danych
33. Długość wieloramki, zasada kompresji i liczba bitów sygnalizacyjnych dla jednego
kanału rozmównego w europejskim systemie PCM 30/32 to odpowiednio:
A)
B)
C)
D)
E)
2ms, 7/12, 4
4ms, 8/12, 8
2ms, 7/12, 8
4ms, 8/12, 4
2ms, 8/12, 4

Przykładowe pytania na egzamin kwalifikacyjny na studia drugiego

Transkrypt

Podobne dokumenty

Wzmacniacz sygnału anteny samochodowej Sunker AMP1

Generator Sygnałów Szumowych typ PM-15 - ECO-TECH

Wyklad 30 - skaczmarek.zut.edu.pl

Ćwiczenie 1 Karta Pomiarowa

JBL 8320 PL

Supernowości HF/VHF/UHF

Crown PIP-USP4CN

Kliknij aby pobrać dokument w formacie PDF

Monitoring przestrzeni elektromagnetycznej

SŁUCHAWKI Z MIKR A4-TECH HS-800