Co ciekawego kryje stabilizator LM317? (cz.2)

Co ciekawego kryje stabilizator LM317?
Co ciekawego kryje stabilizator LM317? (cz.2)
Karol Świerc
5. Aplikacje układu LM317
5.1. Aplikacje elementarne
Podstawową aplikację pokazano już w punkcie 3.
Zawiera ona oprócz LM317, jedynie dwa rezystory programujące wartość napięcia wyjściowego. Zwierając jeden
(R2) z tych rezystorów łatwo wyłączać napięcie wyjściowe
sygnałem logicznym. To najczęściej wykorzystuje się w
typowej aplikacji. Jednak, w odróżnieniu od typowych
stabilizatorów, gdzie ingerencja w pętlę sprzężenia zwrotnego pozwala wyłączać układ, tutaj napięcie wyjściowe
nie jest wyłączane do zera. Pozostaje 1.2V. Tak niska
wartość nie jest na ogół problemem i można uznać, iż
obciążenie nie pracuje, nie pobiera prądu. Jednak, jeśli
fakt resztkowego napięcia jest problemem, „załatwienie
go” nie jest całkiem proste. W popularnym OTV Schneider chassis DTV1, DTV2, zastosowano na wyjściu dwie
szeregowe diody zbijając (w każdym trybie pracy) wyjście
o ok. 1.2 do 1.4V. Bardziej eleganckie załatwienie sprawy
wymaga dodatkowego napięcia ujemnego. Wymienione
tu rozwiązania pokazano na rysunku 5.1a,b,c. Na rys.5.1d
pokazano aplikację stabilizatora z wolnym startem, na
rys.5.1e stabilizator programowany cyfrowo liczbą binarną, a na rys.5.1f stabilizator z dodatkowym ograniczeniem
prądowym. Układ ograniczenia „nie zabiera” (jak zwykle)
cennego napięcia dodatniego, ulokowany jest „poniżej”
masy. Na bazie LM317 jest bardzo łatwo wykonać źródło
prądowe. Pokazuje to rys.5.1g. Takie źródło prądowe
może być obciążeniem stopnia wzmacniającego poprawiając jego parametry (jak pokazano na rys.5.1h). Na
rysunku 5.1i pokazano wtórnik napięcia obciążony dużą
rezystancją dynamiczną źródła prądowego wykonanego
na bazie LM317. Zmniejszyć tętnienia, oraz podnieść
stabilność napięcia wyjściowego można także w inny
sposób. W miejsce dużej wartości rezystora między
wyprowadzeniem ADJ i masą (ma sens tylko wtedy, gdy
napięcie wyjściowe jest >> 1.2V) można wstawić diodę
Zenera. Niewielką zaś szeregową rezystancją można
precyzyjnie dobrać wartość programowanego napięcia.
Rozwiązanie takie pokazuje rysunek 5.1j. W układach
elektroniki wrażliwej na szumy i zakłócenia stosuje się oddzielne stabilizatory dla niemal każdego układu scalonego
(dużej skali integracji). Wykorzystując układy LM317, tylko
w jednym należy zamknąć obwód sprzężenia zwrotnego. We wszystkich zaś połączyć ze sobą wyprowadzenia ADJ. Zapewni to jednakowe napięcie na wyjściach
LM317
VIN
IN
Z trafa
zasilacza
LM317
OUT
150R
1%
ADJ
T4
T5
Napiêcie
z trafa
przetwornicy
LM385
1.2V
R3
680
-10V
Rys.5.1b. Ten zasilacz „potrafi regulować” od zera
LM317
VIN
27R
7V - 35V
VIN
VOUT
ADJ
C2
0.1µF
R2
720
2N2219
TTL
1k
Rys.5.1c. Typowa aplikacja wyłączania napięcia sygnałem logicznym
LM317
VIN
390R
1%
VIN
VOUT
ADJ
C2
0.1µF
R2
2.7k
* – dwie diody – sposób na „resztkowe” napiêcie w stanie
wy³¹czenia LM317 (w istocie LM… jest ca³y czas w³¹czony,
zmieni³ siê jedynie obwód sprzê¿enia zwrotnego)
Rys.5.1a. Podłączanie OTVC do trybu standby –
Schneider chassis DTV1 (DTV2)
VOUT
5V
R1
240
C1
0.1µF
8.2V
(na ST-BY 0V)
T6
R1
200
R2
5k
14.5V
(na ST-BY 1.2V)
12.8V
(na ST-BY 0V)
STANDBY – “H”
ON – “L”
1.2k
1%
VOUT
VOUT
ADJ
C1
0.1µF
Z trafopowielacza
*
VIN
35V
R1
240
VOUT
15V
R3
1N4002
51k
2N2905
C1
25µF
Rys.5.1d. Stabilizator napięcia 15V z wolnym startem
SERWISELEKTRONIKI
Co ciekawego kryje stabilizator LM317?
LM317
VIN
VIN
VOUT
VOUT
ADJ
R1
240
wszystkich stabilizatorów. Pamiętać trzeba jedynie o
warunku minimalnego obciążenia, układy LM317 bez obwodu sprzężenia zwrotnego nie mają obciążenia wstępnego. Taką aplikację pokazuje rysunek 5.1k.
10 - 40V
R2
C1
0.1µF
LM395
INPUT
R1
10k
OUTPUT
INPUTS
VIN
Rys.5.1e. Napięcie programowane 4-bitowym sygnałem binarnym
V OUT = 1.25V
VOUT
ADJ
LM317
( 1+ R2
) + IADJ R2
R2
R2
12
LM317
IN
VIN
Rys.5.1i. Wtórnik obciążony źródłem prądowym
OUT
VOUT
ADJ
R1
120
LM317
Transformator,
diody prostownicze,
filtr sieciowy
VIN
+
VIN
15V
R
2k
VOUT
ADJ
C1
0.1µF
R4 = 2×R3 = 10R
VOUT
R1
2k
5%
10V
R2
1.5k
1%
LM329
R3
4.7R
R3
267
1%
I OGR 120mA
R4 = 2×R3 – aby uk³ad potrafi³ zredukowaæ
napiêcie do zera w sytuacji zwarcia wyjœcia
Rys.5.1f. Stabilizator z ograniczeniem prądowym IOGR @
0.6V/R3
LM317
VIN
R1
VIN
1.2V
I=
R1
Rys.5j. Zasilacz o podwyższonej stabilności napięcia
wyjściowego
VIN
VIN
VOUT
LM317
VOUT
ADJ
VIN
Rys.5.1g. Czy źródło prądowe może być jeszcze prostsze?
VOUT
ADJ
VOUT VIN
LM317
VIN
R1
120
VOUT
ADJ
VOUT
LM317
VIN
VOUT
ADJ
R2
1k
V+
LM317
R1
10k
INPUT
Rys.5.1k. Wszystkie stabilizatory wytwarzają jednakowe napięcia (z dokładnością ±0.1V) choć
sprzężenie zwrotne zawarte jest tylko w
jednym
VIN
VOUT
ADJ
R2
12
5.2. Stabilizator o zwiększonej obciążalności
prądowej
OUTPUT
LM395
Rys.5.1h. Wzmacniacz obciążony źródłem prądowym
Jeśli wymagane jest większe obciążenie prądowe
aniżeli potrafi dostarczyć LM317, łatwo go wzmocnić
stosując dodatkowy zewnętrzny tranzystor (tranzystory).
Rysunek 5.2 pokazuje taką aplikację. LM317 może
dostarczać prąd od 100mA do 2A, przede wszystkim
SERWISELEKTRONIKI
Co ciekawego kryje stabilizator LM317?
3-LM195´S IN PARALLEL
Q2
R3
500
Q1
2N2905
VIN
LM317
ILM
VIN
R1
22
C1
10µF
VOUT
ADJ
R5
5k
R4
120
C2
10µF
LM317 jako sterownik
Ujemne sprzê¿enie zwrotne „pr¹dowe”
Q1
2N3792
I1
1N4002
R2
5k
Tranzystor
kluczuj¹cy
8V÷35V
A
LM317
R1
22
VIN
VOUT
C3
47µF
C1
50µF
C2
0.01µF
R4
5k
R5
100
Obciążenie
wstępne MIN = 30mA
Rys.5.2. Zasilacz regulowany o podwyższonej obciążalności prądowej
1.8V÷32V
R3
240
R6
15k
C3
300pF
C4
100µF
D1
1N3880
Dodatnie sprzê¿enie zwrotne
Ujemne sprzê¿enie zwrotne
Rys.5.3a. Zasilacz impulsowy 1.8V ÷ 32V/3A
3-LM195
Q1
2N2905
R3
500
VIN
8V÷35V
C1
100µF
R2
500
LM317
VIN
R1
300
VOUT
ADJ
R5
15k
R8
100
Ujemne sprzê¿enie
zwrotne „pr¹dowe”
R4
2.5R
C2
100pF
VOUT
1.8V÷32V
L1
600µH
R6
240
R7
5k
5.3 Zasilacz impulsowy
Dodając dodatnie sprzężenie zwrotne (histerezę) oraz
indukcyjność, łatwo przekształcić ten układ w zasilacz impulsowy. Rozwiązanie takie pokazuje rysunek 5.3 a i b.
Układ z rysunku 5.3b poza zwiększoną obciążalnością
prądową, wykorzystując ukad LM395 zawiera zabezpieczenie nadprądowe, którego układ bazowy (5.3a)
jest pozbawiony (mimo integracji funkcji overload przez
LM317), który teraz pracuje bardziej jako sterownik aniżeli
samodzielny stabilizator. Jak zasilacz ten działa?
Zacznijmy od momentu, w którym potencjał w węźle
kolektor Q1-katoda D1 wykazuje skok dodatniego zbocza,
czyli od momentu włączenia klucza Q1. Wspomniany
skok napięcia zostanie przeniesiony przez dzielnik R5R6. To stosunkowo duży podział 1:150. Zanim skok ten
przedostanie się do obwodu sprzężenia zwrotnego układu
LM317, należy go jeszcze podzielić przez dzielnik który
stanowią R3-R4. Ten podział jest zależny od wartości
napięcia wyjściowego, regulowanego potencjometrem
R4. Aby mieć obraz szacunkowych wartości, przyjmijmy
L1
600µH
VOUT
ADJ
Regulacja UWY
w zależności od tego, w jakiej obudowie jest „zamknięty”. Ponadto, w zasilaczu liniowym, nigdy nie uniknie
się równania P = U × I. W układzie prezentowanym w
tym punkcie, zewnętrzny tranzystor przejmuje zarówno
większą część prądu, jak i mocy wydzielanej w obwodzie stabilizatora. LM317 pracuje tu jako sterownik.
Jego punkt pracy wyznacza głównie rezystor R1 = 22R.
Tranzystory Q1-Q2 należy widzieć jako wzmacniacz
prądowy. Wielkość wzmocnienia (poza h21 tranzystorów)
wyznacza rezystor R2. Duży stosunek R2/R1 stanowi
dzielnik prądu (nie dzielnik napięcia) ok. 1:250. Skoro,
szacunkowe wzmocnienie prądowe Q1-Q2 należy oczekiwać na poziomie kilku tysięcy, wzmocnienie prądu w
gałęzi równoległej (DI1/DILM) ustali się na poziomie ok. 10.
Mniejsza wartość rezystancji R2 lub „zbyt dobre” tranzystory Q1-Q2 mogą zagrażać stabilności tego zasilacza.
Z tego samego względu, należy wymagać minimalnego
obciążenia zasilacza na poziomie uaktywniającym gałąź
równoległą. Dla R1 = 22R (z uwzględnieniem R4 = 120R),
dane katalogowe podają IWY-MIN = 30mA.
R2
0.25R
C3
0.22µF
D1
1N3880
C4
100µF
Dodatnie sprzê¿enie zwrotne
Ujemne sprzê¿enie zwrotne
Rys.5.3b. Zasilacz impulsowy 1.8V ÷ 32V/4A
napięcie wyjściowe ok.12V, wtedy ów dzielnik stanowi
1:10. Pozostawiamy Czytelnikowi sprawdzenie, iż analizowany obwód, to dodatnie sprzężenie zwrotne. Nie jest
ono bardzo silne, z uwagi na obliczony wyżej „podział”
rzędu 1:1500. Mimo to wystarcza, aby skutecznie włączyć
układ LM317 (w analizowanym momencie czasu). Rezystor R2 w obwodzie wyjścia VOUT układu LM317 stanowi
już ujemne sprzężenie zwrotne. Stanowi ono o wartości
prądu jaki „pociągnie” LM317. Dla napięcia wejściowego
np. 25V, będzie to około 70mA. Rezystor R2, tu 0.25R,
jest konieczny. Bez niego układ „bazowałby” jedynie na
swoim ograniczeniu prądowym, co przy pracy kluczującej
skończyłoby się uszkodzeniem LM317 i/lub tranzystora
Q1. Jesteśmy na razie w momencie, w którym dodatnie
sprzężenie zwrotne spowodowało włączenie klucza Q1,
SERWISELEKTRONIKI
Co ciekawego kryje stabilizator LM317?
utrzymując prąd jego bazy na poziomie ok. 40mA (30mA
bierze „na siebie” R1). Włączenie klucza spowodowało
podanie napięcia UWE na indukcyjność L1. Prąd w tej
indukcyjności, a tym samym prąd kolektora Q1 rośnie liniowo z nachyleniem (UWE – UWY)/L1. Prąd kolektora rośnie,
prąd bazy zaś, ma tendencję opadania. Są teraz możliwe
dwa scenariusze, zależne od wartości kondensatora na
wyjściu zasilacza. W pierwszym, LM317 utrzymuje prąd
na mniej więcej stałym poziomie. Prąd kolektora wzrośnie
zaś poza granicę pozwalającą na nasycenie Q1. W drugim
scenariuszu, wzrost napięcia na wyjściu wywoła znaczący
spadek wartości prądu w bazie Q1. Obydwa scenariusze
prowadzą do jednego. „Tak czy tak” przełączenie (wyłączenie klucza) nastąpi w oparciu o warunek IC > bIB.
Na granicy nasycenia Q1 wystąpi tendencja opadania
napięcia w węźle katody D1. „Tendencja” zostanie zamieniona w gwałtowny skok, jako że zostanie wzmocniona w
pętli dodatniego sprzężenia zwrotnego. LM317 zostanie
zablokowany, zostanie skutecznie wyłączony klucz Q1, a
napięcie samoindukcji L1 włączy klucz-diodę D1. Teraz,
prąd w L1 płynie „pod górkę”, a więc wyhamowuje. Gdy
osiągnie wartość zero, dioda D1 nie pozwoli na zmianę
kierunku prądu (w L1), tym samym napięcie na katodzie
wzrośnie z zera (dokładniej z -0.7V) do UWY. Ten skok zostanie przechwycony przez dodatnie sprzężenie zwrotne,
które włączy LM317 i Q1. Zauważmy, iż wzrost napięcia w
węźle A od wartości zero do UWE nastąpi w dwu etapach:
od zera do UWY, i od UWY do UWE. Nie należy oczekiwać,
iż tę „dwuetapowość” zaobserwujemy podłączając sondę
oscyloskopu do węzła A. Dodatnie sprzężenie zwrotne
jest wystarczająco szybkie, aby zniwelować oczekiwany
„schodek”. Niemniej, świadomość procesu opisanego
wyżej jest co najmniej „pożądana”. Dopełniając opisu
pracy układu, należy dodać funkcję kondensatorów C2 i
C3. To kondensatory „przyspieszające”. Powodują pewne
przełączanie klucza Q1. Z uwagi na konieczność ograniczania objętości artykułu, kończymy opis bieżącego
punktu. Dociekliwemu Czytelnikowi pozostawiamy analizę
układu z rysunku 5.3b, oraz analizę wartości elementów
obu układów, a także wpływ członu LC (L1-C4) na częstotliwość i procesy przełączania prezentowanych zasilaczy impulsowych. W formie „wskazówki” niech posłużą
następujące uwagi. Parametry dodatniego sprzężenia
zwrotnego oraz ujemnego stabilizującego napięcie wyjściowe, są na rys.5.3b takie same jak na rys.5.3a. Ujemne
sprzężenie zwrotne ustalające prąd w fazie włączenia
(klucza i LM317) jest jednak silniejsze aniżeli w układzie
„bazowym” (z rys.5.3a). Zwiększenie o rząd wielkości
rezystancji R4 jest uzasadnione faktem, iż układ (oba
układy) bazuje na wzmocnieniu prądowym tranzystora
(tranzystorów). Konsekwencją tego faktu jest, iż LM317
w układzie z rys.5.3b (w stanie włączenia) pracuje z bardzo małym prądem. W warunkach, które w powyższym
oszacowaniu dały 70mA, tu dadzą 7mA. Dodajmy pytanie,
czy jest bezpieczny projekt układu, który bazuje na parametrze podlegającym dużym zmianom (h21 tranzystorów
ma bardzo znaczne rozrzuty)? Z tym problemem poradzi
sobie ujemne sprzężenie zwrotne, wprowadzając układ
LM317 w „płytsze” lub „głębsze” zatkanie w fazie wyłączenia obwodu kluczującego. Nie powinna natomiast mieć
miejsca sytuacja „niepełnego” zatkania w tym stanie. Z
tego też powodu należy spodziewać się, iż rezystor R1 w
układzie z rys.5.3b ma wartość 300R (nie 30R jak podają
materiały źródłowe).
5.4. Wstępny zasilacz śledzący
Ponieważ układy prezentowane w poprzednim punkcie
pracują na zasadzie „chodzenia po histerezie”, są zalecane
bardziej jako śledzący regulator wstępny, aniżeli zasilacz
samodzielny. Jedynie niewielka zmiana „połączeń” (pokazana na rysunku 5.4a) czyni z układu faktyczny tracking
preregulator (śledzący regulator wstępny). Nie stabilizuje
bowiem napięcia wejściowego, lecz stabilizuje napięcie
różnicowe wejście-wyjście stabilizatora liniowego. Taka
kombinacja jest bardzo korzystna. Parametry stabilizacji
określone są sekcją obwodu liniowego, sprawność zaś
jest zoptymalizowana przez utrzymywanie minimalnego
wymaganego napięcia na wejściu sekcji układu zasilacza
pracującej w sposób „ciągły” (nie kluczowany). Odniesienie potencjału sekcji kluczującej względem wyjścia (nie
masy) jest szczególnie korzystne w układach zasilacza
regulowanego (lub programowanego). Inny przykład
zasilacza dwusekcyjnego (ze stabilizatorem wstępnym
i „precyzyjnym”) pokazuje rysunek 5.4b. Układ ten jest
znacznie prostszy, tu bowiem oba układy LM317 pracują
„liniowo”. Wart uwagi jest natomiast obwód pętli sprzężenia zwrotnego sekcji „wstępnej”.
Uk³ad o du¿ej
sprawnoœci
energetycznej
ZASILACZ
z rysunku
5.3a (lub 5.3b)
U WE
„Zawsze” optymalne
napiêcie na
stabilizatorze liniowym
U WY
ZASILACZ
LINIOWY
REGUL.
U WY
Rys.5.4a. Zasilacz impulsowy pracuje jako „wstępny
regulator śledzący”
Ten stabilizator nie stabilizuje
napiêcia U1, lecz U1 - U OUT
R1
240 LM317
LM317
VIN
C1
0.1µF
R2
720
VIN
ADJ
VOUT
U1
VIN
C2
1µF
R4
1k
VOUT
ADJ
VOUT
R3
120
Regulacja
VOUT
U OUT
Rys.5.4b. Kaskadowe połączenie stabilizatorów (regulowany i wstępny - śledzący)
}
SERWISELEKTRONIKI
Dokończenie w następnym numerze