wyklad 4 PA tranzystor + wzmacniacz

Tranzystor
TRANZYSTORY BIPOLARNE ZŁĄCZOWE
Bipolar Junction Transistor - BJT
Tranzystor bipolarny to odpowiednie połączenie dwóch złącz pn:
p
n
p
n
emiter
kolektor
p
Emiter (n)
Kolektor (n)
emiter
kolektor
baza
n
baza
Baza (p)
Budowa tranzystora w technologii planarnej:
PRZYKŁAD STRUKTURY TRANZYSTORA PLANARNEGO
Pierwszy tranzystor - 1947
John Bardeen,
Walter Brattain,
William Shockley
ENIAC (1947)
18 000 lamp elektronowych
masa: ponad 27 ton,
powierzchnia ok. 140 m2
"Nature abhors the vacuum tube."
J.R. Pierce, Bell Labs engineer who coined the term 'transistor'
1
Działanie tranzystora bipolarnego złączowego pnp
a) Układ niespolaryzowany
(brak wymuszonej polaryzacji zewnętrznej)
Bariera potencjału na złączu emiter-baza i
na złączu kolektor-baza
c) Złącze emiter-baza spolaryzowane w
kierunku przewodzenia napięciem UBE
kolektor
baza
emiter
p
n
p
potencjał
Φ
dziury z emitera nie przenikają do
Φ
Następnie dziury dyfundują do kolektora,
Płynie prąd IC w gałęzi kolektora
EE
B
B
potencjał
Φ-UBE
Φ+UCE
na złączu E-B, czyli „opór” między emiterem i
kolektorem
spolaryzowanym złączu baza-kolektor
TRANSISTOR = TRANSfereable rezISTOR.
C
Wysokość bariery potencjału na
B
potencjał
E
Φ
Φ+UCE
Brak przepływu prądu w obwodzie
Tranzystor npn działa analogicznie przy odwrotnej polaryzacji
Kierunek przepływu nośników prądu jest taki sam: emiter kolektor
Nośnikami prądu kolektora są elektrony
Rozkład prądów w
tranzystorze
bipolarnym
złącze B-E
baza
CC
IE
Napięcie UBE określa wysokość bariery potencjału
UCE
Napięcie UCE odkłada się na zaporowo
kolektor
- +
IB
(warunek: niewielka rekombinacja dziur w bazie)
- +
złącze B-C
UBE
IC
Dziury z emitera dyfundują do bazy,
rekombinacji i generacji
złączu emiter-baza bez zmian.
UCE
- +
Bariera potencjału na złączu E-B maleje,
kolektora, równowaga dynamiczna prądów
b) Zewnętrzne źródło polaryzacji układu emiter-kolektor
(baza na potencjale nieustalonym zewnętrznie)
c.d.
Działanie tranzystora bipolarnego złączowego pnp
emiter
UCE
- +
- +
IB
C
prąd emitera
Efekt tranzystorowy zachodzi gdy:
prąd kolektora
C
B
B
poten cjał
IE=IC+IB
IC
UBE
IC
IE
EE
Φ -U BE
Φ +U C E
oba złącza są monokrystaliczne
IB
=
prąd bazy
prąd rekombinacji elektronów w emiterze
+
prąd rekombinacji dziur w bazie
Prąd emitera IE - dyfuzja dziur z emitera do bazy
Procesy rekombinacyjne:
niewielka część dziur rekombinuje w bazie
elektrony z bazy dyfundują do emitera, gdzie takŜe rekombinują
jeśli baza odpowiednio cienka, większość dziur z emitera dociera do złącza B-C
dziury wpływające do kolektora tworzą prąd kolektora IC
dioda (złącze) emiterowa spolaryzowana w kierunku przewodzenia
dioda (złącze) kolektorowa spolaryzowana w kierunku zaporowym
grubość bazy mała w porównaniu z długością drogi dyfuzji nośników
większościowych z emitera ( << 0.01 – 0.1 mm )
obszar emitera musi zawierać znacznie więcej nośników większościowych
niŜ obszar bazy; prąd płynący od strony emitera 103 – 105 razy większy
niŜ prąd od strony bazy
Wypływ prądu IB z bazy do zewnętrznego źródła:
równowaŜy procesy rekombinacyjne
utrzymuje wysokość bariery potencjału baza - emiter na odpowiednim poziomie
2
Zachodzi relacja:
I E = IC + I B
oraz prąd IC jest proporcjonalny do prądu IB
Współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora:
β = h21E =
WZMACNIACZE TRANZYSTOROWE
IC
IB
Wzmacniacz to układ elektroniczny, w którym
zwykle β≈100, o ile zewnętrzne źródła zezwalają
IC
energia z układu zasilania jest zamieniana na energię sygnału wyjściowego
IC
0.5 A
ZASILANIE
5
4
WEJŚCIE
3
WYJŚCIE
Sygnał wyjściowy jest funkcją sygnału wejściowego
2
1
IB=0 mA
WYPROWADZENIE WSPÓLNE
UCE
Charakterystyka prądowo-napięciowa tranzystora
UP
UBE
Wzmacniacz tranzystorowy
Prąd kolektora IC narasta β-razy szybciej niŜ prąd bazy IB
Prąd kolektora słabo zaleŜy od napięcia kolektor-emiter (UCE).
specjalny, sterowany dzielnik napięcia zasilającego
Jednym z rezystorów w tym dzielniku jest tranzystor
Wprowadzenie prądu do bazy (wywołanie przepływu prądu kolektora) jest
moŜliwe, gdy napięcie UBE przekroczy napięcie przewodzenia złącza danego
typu (0.65 V dla krzemu, 0.35 V dla germanu)
zasilanie E
+
E
+
E
WE
+
RL
+
WY
RL
WY
WY
WE
o wspólnym kolektorze
o wspólnej bazie
Zakładamy kształt sygnału wejściowego (sterującego):
WY
WY
E
RL
o wspólnym emiterze
RL
WY
+
WŁASNOŚCI WZMACNIACZY
WE
RL
E
RL
WE
zasilanie E
+
WE
Trzy podstawowe układy wzmacniające z tranzystorem bipolarnym:
WE
uWE(t) = UWE cos(ωt) +UWE0
•
podkład stały UWE0
•
składowa zmienna harmoniczna o amplitudzie UWE
Sygnał uŜyteczny (niosący informację): składowa zmienna
o wspólnym emiterze o wspólnym kolektorze o wspólnej bazie
Zakładamy
Inne wyspecjalizowane wzmacniacze:
• tę samą postać napięcia wyjściowego i wejściowego
są modyfikacjami, ewentualnie kombinacjami układów podstawowych.
• tę samą postać prądu wyjściowego i wejściowego
czyli wzmacniacz pracuje w zakresie liniowym
3
IC = β ⋅ I B
Przypomnienie:
I E = IC + I B
I E = (β + 1) ⋅ I B
Wzmacniacz o wspólnym kolektorze (wtórnik emiterowy)
•
prąd wejściowy = prąd bazy
•
prąd wyjściowy = prąd kolektora
=>
UWY = UWE - UBE
+
Wzmacniacz o wspólnym emiterze:
UWY UWE − U BE
=
<1
UWE
UWE
czyli: brak wzmocnienia napięciowego
IWY = IWE ⋅ β
duŜe wzmocnienie prądowe
UWY = E − IWY * RL
+
prąd wejściowy = prąd bazy
prąd wyjściowy = prąd emitera
o wspólnym emiterze
czyli
Dla duŜego oporu rezystora RL następuje na nim duŜy spadek napięcia, a więc
o wspólnym kolektorze
IWY = IWE ⋅ ( β + 1)
wzmocnienie prądowe jest duŜe
duŜe wzmocnienie napięciowe
• zgodne fazy sygnału wyjściowego i wejściowego
duŜe wzmocnienie mocy
zachodzi odwrócenie fazy napięcia wyjściowego względem wejściowego
Wzmacniacz o wspólnej bazie:
prąd wejściowy = prąd emitera:
+
PODSUMOWANIE
IWE = I B ( β + 1)
prąd wyjściowy = prąd kolektora:
Wzmacniacz o:
IWY = I B β
wzmocnienie prądowe:
IWY
β
=
<1
IWE β + 1
o wspólnej bazie
brak wzmocnienia prądowego
przy odpowiednio duŜym oporze rezystora RL moŜna uzyskać duŜe
WSPÓLNYM
EMITERZE
WSPÓLNYM
KOLEKTORZE
WSPÓLNEJ
BAZIE
N
r
1 Wzmocnienie napięciowe
duŜe
<1
duŜe
2 Wzmocnienie prądowe
duŜe
duŜe
<1
3 Przesunięcie fazowe WE-WY
1800
00
00
4 Pasmo przenoszenia
małe
średnie
duŜe
zmiany napięcia na wyjściu czyli moŜliwe duŜe wzmocnienie napięciowe
napięcie wyjściowe zgodne w fazie z napięciem wejściowym
4
WYZNACZANIE PUNKTU PRACY TRANZYSTORA
USTALANIE OPTYMALNEGO PUNKTU PRACY TRANZYSTORA
graficzna analiza charakterystyk
UWE
1. (ustalanie wejściowego prądu składowej stałej)
Schemat postępowania:
• efekt „prostowania jednopołówkowego” dla sygnałów
UWY
sinusoidalnych, poniewaŜ tranzystor pracuje liniowo
tylko wtedy, gdy napięcie UBE przekroczy napięcie
przewodzenia danego typu złącza (0.65 V)
• uzyskanie wzmacniania pełno-okresowego wymaga
dodania stałego podkładu (stały prąd bazy) do
wzmacnianego sygnału zmiennego (zmiennego prądu bazy)
czas
UWE
czas
UW
układem polaryzacji (określenie punktu pracy tranzystora)
RL
Rb
Kondensatory C1 i C2 słuŜą do odseparowania podkładu
WY
C2
WE
IB0
E
prosta obciąŜenia
E-RLIC
przestrzeń punktów pracy ogranicza się
do
E
prostej opisanej równaniem: UCE=E - RL *IC
(tzw. prosta obciąŜenia)
RL
Rb
E
prąd polaryzacji bazy tranzystora ze źródła zasilania
przez opornik Rb ustalający składową stałą na wejściu.
PUNKT PRACY
E/RL
2. Tranzystor pracuje w układzie dzielnika
napięcia z rezystorem RL
Układ automatycznego dodawania podkładu stałego jest
Przykład:
1. Przestrzeń punktów pracy (UCE, IC), w
jakich moŜe znajdować się tranzystor
jest ograniczona przez hiperbolę
maksymalnej dopuszczalnej cieplnej
mocy strat tranzystora, określonej w
katalogu przez producenta: PMAX=IC * UCE
Hiperbola mocy
PMAX=ICUCE
IC
C1
stałego od wejścia i wyjścia wzmacniacza (sprzęŜenie AC).
układ wspólny emiter
PASMO WZMOCNIENIA I PASMO PRZENOSZENIA
UCE
E
RL
Rb
Napięcie zasilania E oraz opór RL dobieramy
WY
tak, by prosta obciąŜenia była styczna
do
C2
WE przebiegała
hiperboli mocy (lub
poniŜej)
C1
WE
WY
C2
C1
R2
3. Odczytujemy optymalny prąd stałego podkładu IB0,
wyznaczamy wartość opornika Rb z r-nia : E-0.65V=IB0 * Rb
układ wspólny emiter
Efekt Millera
Pasmo wzmocnienia (przenoszenia) wzmacniacza określone jest przez:
• własności tranzystora (wielkości pasoŜytnicze)
• sposób współdziałania tranzystora z obwodem wzmacniacza
• podłączenia wejścia i wyjścia wzmacniacza
E
SprzęŜenie między kolektorem a bazą w postaci
filtra dolnoprzepustowego tworzonego przez: Ckb , rbb
oraz rezystancję źródła sygnału RWYG
PasoŜytnicze elementy tranzystora rzeczywistego:
rozproszona rezystancja bazy rbb , pojemności emiter-baza Ceb i kolektor-baza Ckb
ograniczenie pasma przenoszenia wzmacniacza w
układzie o wspólnym emiterze
Ckb
WY
RWYG
r bb
wzmacniacz
źródło sygnału
sygnały wyjściowe i wejściowe są przeciwne w fazie
K
K
Ckb
B
<≡>
ujemne sprzęŜenie zwrotne wyjścia (kolektor) z wejściem (baza)
W układzie o wspólnym kolektorze słaby wpływ efektu Millera, gdyŜ kolektor
tranzystora jest połączony z niskorezystywnym źródłem zasilania
B
rbb
Ceb
E
rbb i Ceb tworzą filtr dolnoprzepustowy,
który bocznikuje złącze baza-emiter
E
W układzie o wspólnej bazie nie ma oddziaływania wyjścia wzmacniacza na
wejście przez pojemność Ckb, gdyŜ baza ma ustalony potencjał.
zmniejszenie prądu sterującego
tranzystor przy wysokich częstościach
Skutek: współczynnik wzmocnienia prądowego
tranzystora maleje wraz ze wzrostem częstości
Pasmo wzmocnienia tranzystora jest ograniczone przez
częstość graniczną fT:
powyŜej częstości fT współczynnik wzmocnienia
prądowego β < 1
β
Pasmo przenoszenia wzmacniacza określa
się podobnie jak pasmo przenoszenia filtra:
1001
Uwy
Uwe
k (ω ) =
ωg
UWY
2UWE
k0
jω
1+
MAX
1/ 2 = 07
. ...
100,1
1
dla częstości granicznych wzmacniacza
wzmocnienie jest mniejsze o 1
2
w stosunku do wzmocnienia maksymalnego
częstość
graniczna
tranzystora :
β(fT)=1
Pasmo przenoszenia
0,01
10
100
1000
częstość
10000
fT
ωg
Częstość
5
Instrukcja do ćwiczenia
„Tranzystor bipolarny –
wzmacniacz tranzystorowy
Część I
Część II
Napięcie E z generatora:
Zbudować wzmacniacz w układzie :wspólny emiter”:
sygnał liniowo narastający od 0V do 5 V i
zasilić układu napięciem stałym E=+8 V
częstości około 1000 Hz (sygnał trójkątny)
zmierzyć za pomocą woltomierza napięcie kolektora
dobrać wartość opornika regulowanego RB1 by UCE= 4 V
optymalny punkt pracy tranzystora we wzmacniaczu
UWE – zmienny sygnał sterujący bazą
Zbudować obwód:
UWY – napięcie na kolektorze
Wyznaczenie charakterystyki amplitudowej wzmacniacza – UWY(UWE)
Wejście układu: sygnał sinusoidalny o częstości około 1000 Hz
Napięcie UWE :
• stałe napięcie z zasilacza regulowane
w zakresie od 0 do 10 V
• mierzymy za pomocą woltomierza
IC =
E − UWY
RL
IB =
Mierzymy UWY(UWE) w całym zakresie mierzalnych amplitud wejściowych.
Określamy zakres amplitud UWE, dla których wzmacniacz pracuje liniowo.
Dla tego zakresu wyznaczamy wzmocnienie wzmacniacza k, dopasowując do danych
doświadczalnych prostą typu UWY=k * UWE
U WE − 0.65V
RB
IC
UCE=UWY
0.5 A
5
4
3
2
wyznaczyć charakterystyki IC(UCE); parametr: prąd bazy IB
1
IB=0 mA
wykreślić rodzinę charakterystyk tranzystora.
UCE
Wyznaczenie charakterystyki częstościowej wzmacniacza:
wzmocnienie w funkcji częstości: k (ω)
Amplitudę sygnału wejściowego naleŜy dobierać tak, by w całym zakresie badanych
częstości (10 Hz - 1 MHz) sygnał był przetwarzany liniowo
TRANZYSTORY POLOWE
TRANZYSTORY POLOWE ZŁĄCZOWE (Junction Field Effect Transistors)
ANALIZA
Wyznaczyć częstości graniczne
Układ róŜniczkujący
jω
ω g1
UWY
=
UWE
jω
1+
Układ całkujący
Układ całkujący
Pojemność i
rezystancja wejściowa
wzmacniacza
UWY
1
=
UWE
jω
wzmocnienie k
ω g1
wpływ
sprzęŜenia
2-1/2kmax
ωg 2
wpływ
tranzystora
Pojemność i
rezystancja wyjścia
ωg1
pasmo
ωg2
częstość
Rezystancja wejściowa (GATE – SOURCE) tranzystora sięga 109 Ω
Filtr górno- dolno-przepustowy:
1
ωg =
RC
6
ZJAWISKA LINIOWE I NIELINIOWE
TRANZYSTORY POLOWE Z IZOLOWANĄ BRAMKĄ
Isolated Gate Field Effect Transistors
Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors (MOSFET)
Xprzyczyna(t) => PROCES => Xskutek(t)
Xs
Xs
Xp
Proces liniowy: Xs(t)=k*Xp(t)
Xp
Proces nieliniowy: Xs(t)= nieliniowa funkcja [Xp(t)]
Większość elementów elektronicznych to
elementy nieliniowe.
Przykłady: diody, tranzystory, tyrystory,
lampy elektronowe itd.
Rezystory, kondensatory
i cewki
to elementy liniowe
(w dobrym przybliŜeniu)
Opór bramki względem podłoŜa sięga 1012-1014 Ω
tranzystory MOSFET w wersjach: wstępnie otwarty lub wstępnie zamknięty
Nieliniowy
Liniowy
I
E2
R1
I
E2
R1
U 2 = E − R1 ⋅ I
U
I= 2
R2
E1
R1
Nieliniowe układy elektryczne
I = f (U )
U 2 = E − R1 ⋅ I
1
rd
I = f (U 2 )
E1
R1
I
element
nieliniowy
R
E
U = E − R⋅I
E
R
1
R
I = f (U )
IX
∝
1
R2
∝
U2
U1
E
R2
E1
∝
1
R1
U2
∝
E2
U
U1
U2
R1
1
R1
U2
U1
U 2 = E − R1 ⋅ I
U1
(E ) = R1 = const
U2
R2
R1
E1
∝
1
R1
E2
U1
E
U2
U1
E = U1 + U 2
U 2 = E − R1 ⋅ I
U1
(E ) ≠ const
U2
E
UX
U
U1
U2
E = U1 + U 2
1
R1
rezystancja zwykła:
R=
UX
IX
dU
rezystancja róŜniczkowa (dynamiczna): rd =
dI
dla elementów nieliniowych:
R ≠ rd
IX
U
UX
I =I X
E
U
w elementach nieliniowych amplituda
natęŜenia prądu I nie jest liniową
funkcją amplitudy napięcia U
∞
w ogólności wyraŜa się szeregiem:
I = ∑ snU n
n=0
7
Mieszanie częstości w układzie nieliniowym (przykład)
ZJAWISKA NIELINIOWE
X p (t ) = A ⋅ cosω1t + B ⋅ cosω 2t
Xprzyczyna(t) => PROCES => Xskutek(t)
♦ Proces nieliniowy (przykład): Xs(t)=k*[Xp(t)+ε*Xp2 (t)]
ZałoŜenie: Xp(t) = cos(ωt)
X s (t ) = k ⋅ X p (t ) + k ⋅ ε ( A cos ω1t + B cos ω 2t ) =
2
= k ⋅ X p (t ) + k ⋅ ε ( A2 cos 2 ω1t + B 2 cos 2 ω 2t + 2 AB cosω1t cos ω 2t )
Xs
Xs(t) = k*[cos(ωt) + ε*cos2(ωt)]
X S (t ) = k[cos ωt +
ε
2
ε
+ ⋅ cos( 2ωt )]
2
ε<<1
PROCES NIELINIOWY: Xs(t)=k*[Xp(t)+ε*Xp2 (t)]
ε<<1
AB[cos(ω1 + ω2 )t + cos(ω1 − ω2 )t ]
Xp
1
cos 2 θ = (1 + cos 2θ )
2
składowe sygnału Xs: ω1, ω2, 2ω1, 2ω2, ω1+ω2, |ω1−ω2|
W procesie nieliniowym powstała fala o dwóch składowych częstości:
podstawowej: ω
drugiej harmonicznej: 2ω
stała ε/2 przesunięcie wartości średniej – wyprostowanie (rektyfikacja)
Procesy nieliniowe => dodatkowe częstości
u(t)
modulacja amplitudy
2π
2π
ω1
ω2
jeśli ω2 znacznie większe od ω1 (ale porównywalne)
modulacja amplitudy fali o częstości ω2 z częstością ω1
czas
C (t ) ∝ cos ω1t
funkcja modulacji amplitudy fali podstawowej
WIDMO SYGNAŁU, SKŁADOWE HARMONICZNE
Twierdzenie Fouriera : jeŜeli funkcja u(t) jest okresowa (periodyczna) o
okresie T, to moŜna ją przedstawić w postaci sumy szeregu harmonicznego:
∞
u (t ) = ao + ∑ a n cos( nω 0 t ) + ∑ bn sin( nω 0 t )
n =1
n =1
T
T
T
2 2
a n = ∫ u (t ) cos(nω 0 t )dt
T −T 2
1 2
a0 =
∫ u (t )dt
T −T 2
Cn = a + b
2
n
Po przekształceniach i podstawieniu:
KaŜdą funkcję periodyczną
moŜemy przedstawić w postaci:
2
n
bn =
2 2
∫ u (t ) sin( nω 0t ) dt
T −T 2
φ n = arctg
bn
an
∞
u (t ) = a o + ∑ C n cos( nω 0 t + φ n )
n =1
nω0 - częstości kolejnych składowych harmonicznych
gdzie:
f (t ) =
2π
ω0 =
T
∞
φn
sin ω0t
1
sin 3ω0t
3
1
sin 5ω0t
5
- fazy kolejnych składowych harmonicznych
f (t ) =
Cn – amplitudy kolejnych składowych harmonicznych
Zbiór trójek liczb:
(C
n
, nω 0 , φ n )
jest widmem sygnału
u(t)
4
π
1
1
(sin ω0t + sin 3ω0t + sin 5ω0t + ....)
3
5
C
składowe o częstościach nω0 – składowe harmoniczne
Funkcja okresowa charakteryzuje się widmem dyskretnym !!!
t
ω0 3ω0 5ω0 7ω0 9ω0
8
Zastosowania układów nieliniowych
WZBOGACANIE WIDMA SYGNAŁU W UKŁADACH NIELINIOWYCH
ω, 2ω,
3ω, ....
uWY(t)
uWE(t)
t
WE
sygnał sinusoidalny
WY
C
Źródło: sygnał harmoniczny
ω
układ
nieliniowy
ω
nω
t
C
ω0
ω
POWIELACZ CZĘSTOŚCI
układ
nieliniowy
generator
kombinacja harmonicznych sygnału wejściowego
ω0 2ω0 4ω0 5ω0
U WE (t ) = A cos(ω0t + φ )
sygnał wyjściowy obwodu:
spadek napięcia na rezystorze R
Zgodnie z twierdzeniem Fouriera:
∞
UWY (t ) = ∑ Dn ( A cos(ω0t + φ ) )
n =0
∞
wybór składowej o danej częstości nω
ω1, 2ω1, 3ω1, ...
ω2, 2ω2, 3ω2, ...
ω1+ω2, |ω1-ω2|, ...
..., 2ω1+ω2, ..., |ω1-2ω2|, ...
n
ω1
UWY (t ) = ∑ Cn ⋅ cos( nω0t + φn )
filtr
rezonansowy
nω1+mω2
MIESZACZ CZĘSTOŚCI
n =0
ω2
Widmo sygnału wyjściowego jest bogatsze niŜ widmo sygnału wejściowego !!!
(pojawiają się składowe o częstościach ω0, 2ω0, 4ω0 itd.)
układ
nieliniowy
filtr rezonasowy
składowe o częstościach interkombinacyjnych
UWAGA: Układy liniowe (np. układy RLC) zmieniają widmo sygnału oddziaływując na amplitudę i
fazę poszczególnych składowych harmonicznych.
Jednak układy liniowe nie wzbogacają widma sygnału
MODULACJA AMPLITUDOWA (AM)
modulacja amplitudy: przekazywanie informacji o
częstości Ω za pomocą fali nośnej o częstości ω0
ω
Technika nieliniowa => odbiór informacji przekazywanej drogą radiową
u(t)
antena
u (t ) = U 0 [1 + m sin( Ωt )]sin(ω 0t )
0 ≤ m ≤1
Po przekształceniach
Najprostszy odbiornik
głębokość modulacji
1
U (t ) = U 0 sin(ω 0t ) + mU 0 {cos[(ω 0 + Ω)t ] − cos[(ω 0 − Ω)t ]}
2
modulator
(mieszacz)
filtr
rezonasowy
wzmacniacz
mikrofon
Ω
ω0,
ω0+Ω
ω0-Ω
Ω
słuchawka
wybór stacji nadawczej
czyli częstości ω0
filtr
rezonansowy
filtr
dolnoprzepustowy
detektor - element nieliniowy
ω0-Ω
W układzie nieliniowym:
mieszanie składowych przebiegu zmodulowanego amplitudowo
wzmacniacz
w widmie wyjściowym: składowa niskiej częstości Ω (informacja)
ω0
ω0/n
detektor
wybór sygnału informacyjnego
o częstości Ω
ω0
ω0+Ω
ω
Nadajnik (radiowy)
powielacz
ω0
ω0+Ω
ω0-Ω
czas
Widmo fali zmodulowanej amplitudowo złoŜone z trzech składowych o
częstościach: ω0 (fali nośnej) oraz ω0+Ω i ω0-Ω (wstęg bocznych)
generator
Zjawiska nieliniowe podstawą elektroniki kwantowej - techniki laserowej, radiotechniki
ODBIORNIK: DEMODULACJA FALI ZMODULOWANEJ AMPLITUDOWO
2π
2π
Ω
wybór określonej składowej
antena
Odbiorniki detektorowe: wykorzystywane do odbioru tylko bardzo silnych stacji
9