Ujemne sprzężenie zwrotne
Transkrypt
Ujemne sprzężenie zwrotne
L A B O R A T O R I U M U K Ł A D Ó W L I N I O W Y C H 14 Ujemne sprzężenie zwrotne Ćwiczenie opracował Jacek Jakusz 20 log 10 | v 0 / vin | , oś pozioma (częstotliwość sygnału 1. Wstęp Ćwiczenie umożliwia pomiar i porównanie właściwości tego samego wzmacniacza pracującego w następujących konfiguracjach: A –wzmacniacz z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego, B - wzmacniacz z zamkniętą pętlą (1) sprzężenia zwrotnego. C - wzmacniacz z zamkniętą pętlą (2) sprzężenia zwrotnego. Badany układ to dwustopniowy wzmacniacz, który tworzą dwa tranzystory bipolarne pracujące w konfiguracji wspólny emiter (CE). Wzmacniacz ten jest objęty ujemnym, napięciowo-szeregowym sprzężeniem zwrotnym. Pomiary układu z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego służą jako odniesienie. W ramach ćwiczenia wykonuje się pomiary: wzmocnienia w środku pasma przepustowego, rezystancji wejściowej, dolnej oraz górnej 3-decybelowej częstotliwości granicznej, Poszczególne konfiguracje wybiera się przy pomocy przełącznika obrotowego, który poprzez przekaźniki przełącza odpowiednie układy. Dla uniezależnienia się od parametrów przyrządów pomiarowych oraz jakości połączeń, wzmacniacz ma wbudowany bufor o wzmocnieniu jednostkowym zarówno na wejściu jak i na wyjściu. Przed przystąpieniem do ćwiczenia należy zapoznać się z teorią dotyczącą ujemnego sprzężenia zwrotnego Przykłady tabel pomiarowych A B C V0/VIN [V/V] RIN [kΩ] f3dBL [Hz] f3dBH [kHz] f [Hz] 40 70 ... f L 3 dB f0 f L 3 dB ... 1M 2M vo/vs VCC [v] A vo/vs B vo/vs C vo/vs 11 12 13 [V/V] [V/V] 2. Pomiary Dla każdego z układów A, B, i C należy: a) Zmierzyć dolną i górną 3-decybelową częstotliwość graniczną ( f L 3 dB , f H 3dB ). Pomiar należy wykonać w następujący sposób: - ustawić wartość skuteczną napięcia sygnału wejściowego dla układu: A<1mV, B<10mV, C<5mV, - znaleźć częstotliwość generatora, dla której napięcie wyjściowe badanego układu vo osiąga wartość maksymalną, - ustalić dla tej częstotliwości wartość napięcia wejściowego w ten sposób, aby na wyjściu badanego układu uzyskać 300mV, - zachowując stałą wartość napięcia wejściowego zmniejszać (dla pomiaru częstotliwości granicznej dolnej) lub zwiększać (dla pomiaru częstotliwości granicznej górnej) częstotliwość sygnału wejściowego aż do uzyskania napięcia wyjściowego równego 300mV / 2 ≈ 212mV uzyskana odpowiednią częstotliwością graniczną. b) Określić częstotliwość środkową pomiarowego) powinna być logarytmiczna. f) Określić czułość wzmocnienia układu względem zmian napięcia zasilającego dla wszystkich trzech układów A, B i C, przyjmując napięcie odniesienia VCC =+12V Pomiary przeprowadzić dla częstotliwości środkowej i wartości skutecznej napięcia wejściowego: A<1mV, B<10mV, C<5mV f0 = wartość jest f L 3dB ⋅ f H 3dB i zmierzyć wzmocnienie w środku pasma vo/vs . c) Zmierzyć rezystancję wejściową (sygnał wejściowy o częstotliwości ok. 25 kHz, amplituda j.w.) -patrz opis w części teoretycznej. d) Zmierzyć rezystancję wyjściową (sygnał wejściowy o częstotliwości ok. 25kHz, amplituda j.w.) - patrz opis w części teoretycznej. e) Zmierzyć amplitudową charakterystykę częstotliwościową w zakresie od 40Hz do f L 3 dB oraz od f H 3dB do 2MHz w rastrze częstotliwości 1, 2, 4, 7, 10 (tj. np. dla 10Hz, 20Hz, 40Hz, 70Hz, 100Hz, ... ). Zmierzoną charakterystykę należy nanieść na wykresie. Oś pionowa powinna być wzmocnieniem wyrażonym w mierze logarytmicznej tj. 2012-03-05 [V/V] 3. Opracowanie wyników Dla układów A,B i C obliczyć, na podstawie wzorów z części teoretycznej: • punkty pracy tranzystorów, • wzmocnienie małosygnałowe v0/vs, • częstotliwości 3-decybelowe górne i dolne, • rezystancję wejściową i wyjściową, • czułość wzmocnienia układu względem zmian napięcia zasilającego, przyjmując napięcie odniesienia VCC =+12V. • czułość wzmocnienia układu ze sprzężeniem zwrotnym (dla układów B i C), względem wzmocnienia układu z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego. Wyniki obliczeń należy umieścić w ten sposób, aby można było je łatwo porównać z pomiarami np. we wspólnej tabeli. Dla każdego z układów narysować zmierzone charakterystyki częstotliwościowe modułu wzmocnienia, a następnie nanieść na nie wyniki obliczeń (tj. wzmocnienie w środku pasma i częstotliwości graniczne górną i dolną). Zamieścić własne wnioski i spostrzeżenia. Porównać układy pomiędzy sobą, a także skomentować zgodność obliczeń teoretycznych z pomiarami. 4. Teoria 4.1 Właściwości ujemnego sprzężenia zwrotnego Zastosowanie ujemnego sprzężenia układów wzmacniających powoduje: zwrotnego do 14-2 1) stabilizację wzmocnienia – uniezależnianie się od wpływu zmian wzmocnienia elementu aktywnego w pod wpływem temperatury, napięcia zasilającego itp.; 2) możliwość modyfikacji impedancji wejściowej i wyjściowej; 3) zmniejszenie zniekształceń nieliniowych; 4) poszerzenie pasma układu. Wady ujemnego sprzężenia zwrotnego: zmniejszenie wzmocnienia możliwość wzbudzania się układu Schemat idealnego sprzężenia zwrotnego przedstawiono na rys. 1 xs + Σ xi xf − A xo B Rys. 1. Schemat idealnego sprzężenia zwrotnego Wzmocnienie zwrotnego: Af ≡ układu z zamkniętą pętlą sprzężenia A A SAf = ∆A f ponieważ Af górną ω Lf = (1 + AM B ) pulsację = ωL F , dA dA Uz = A = dUz dUz A Uz A vi Avi vo B vf vo Rys. 3. Model wzmacniacza sprzężeniem zwrotnym. z napięciowo-szeregowym Rif vs Rof Afvs vo Rys. 4. Model zastępczy wzmacniacza. Wzmocnienie układu: Af = vo A = v s 1 + AB Rezystancja wejściowa: Rif = Ri (1 + AB ) A SUz = ∆A Uz ∆Uz A Ważnym parametrem jest czułość wzmocnienia układu z ujemnym sprzężeniem zwrotnym na zmianę wzmocnienia układu z otwartą pętlą sprzężenia. Wyraża się ona wzorem: SAf = vs RO Ri Bvo Jak wynika z powyższych zależności ujemne sprzężenie zwrotne powoduje poszerzenie pasma wzmacniacza. Dla wzmacniacza opisanego funkcją jednobiegunową pole wzmocnienia (iloczyn wzmocnienia i pasma wzmacniacza) pozostaje nie zmienione. Ważną właściwością ujemnego sprzężenia zwrotnego jest wpływ na czułość wzmocnienia przy zmianach napięcia zasilającego, temperatury itp.. Czułość wzmocnienia układu na zmianę napięcia zasilającego wyraża się wzorem: dla skończonych przyrostów A graniczną: ω Hf = ω H (1 + AM B) = ω H F . A SUz Rys. 2. Topologia sprzężenia napięciowo-szeregowego. AM A = M , 1 + AM B F ωL vo czwórnik sprzężenia ii Wzmocnienie układu dla średnich pulsacji (ωL << ω << ωH) wynosi AM , a jego pasmo ograniczają dwie graniczne pulsacje (ωL - dolna i ωH - górna). Ponadto zakładamy, że charakterystyka członu sprzężenia zwrotnego B jest stała, niezależna od częstotliwości. Wówczas po zamknięciu pętli sprzężenia zwrotnego otrzymamy: dolną pulsację graniczną: wzmacniacz napięciowy vf AM s )(1 + s ω H ) Af = ∆A A ∆Uz = SUz A Uz vs Wpływ ujemnego sprzężenia zwrotnego na charakterystykę częstotliwościową liniowego wzmacniacza zostanie przeanalizowany na przykładzie Załóżmy, że charakterystyka częstotliwościowa liniowego wzmacniacza bez sprzężenia jest postaci: wzmocnienie w środku pasma: ∆Uz Uz vi AB - wzmocnienie pętli 1+AB=F - różnica zwrotna (1 + ω L A SUz W ćwiczeniu, w badanym wzmacniaczu zastosowano napięciowo-szeregowe ujemne sprzężenie zwrotne. Stąd też w dalszej części zostanie omówiony tylko ten rodzaj sprzężenia. Topologię sprzężenia przedstawia rys. 2. Dla tego rodzaju sprzężenia pobierane jest napięcie z wyjścia i podawane przez czwórnik sprzężenia zwrotnego na wejście (również napięcie) -szeregowo ze źródłem sygnału. W analizie przyjęto założenia: a) układy A i B są unilateralne, b) układ A jest wzmacniaczem napięciowym o wzmocnieniu A, rezystancji wejściowej Ri i rezystancji wyjściowej Ro, c) układ B o transmitancji napięciowej B nie obciąża układu A (tzn. podłączenie układu B nie zmienia wzmocnienia napięciowego układu A = vo/vi ). xo xo Axi A = = = x s xi + x f xi + ABxi 1 + AB A( s ) = A = SUzf SUzf ∆A f A 1 1 = = ∆A A f 1 + AB F lub wzorem (przydatnym przy pomiarach) Rezystancja wyjściowa Rof = Ro (1 + AB) W układzie rzeczywistym zazwyczaj czwórnik sprzężenia jest 14-3 wzmacniacz napięciowy A [V/V] RS vs vo R L Cµ i1 h21i1 i2 h11 v1 Punkty pracy każdego tranzystora, należy wyznaczyć przy założeniu, że prąd stały bazy IB jest pomijalnie mały oraz że napięcie baza-emiter VBE jest stałe i wynosi 0.7V. h22 v2 h12v2 pasywny (nie wzmacnia sygnału) i dlatego można bez większego błędu założyć: transmitancja „w przód” czwórnika sprzężenia zwrotnego jest pomijalnie mała w porównaniu ze wzmocnieniem układu aktywnego A (tzn. h21=0), transmitancja napięciowa czwórnika sprzężenia w kierunku zwrotnym: B=h12=v1/vo przy i1=0. Idealny czwórnik A należy uzupełnić o rezystancje wnoszone przez układ sprzężenia zwrotnego tj. o elementy h11 oraz 1/h22 . Należy również włączyć do układu A rezystancje: źródła sygnału RS i obciążenia RL . Po przekształceniu otrzymujemy: v1 |v = 0 i1 o W ten sposób układ rzeczywisty został doprowadzony do struktury idealnej (z rys.3), w której zamiast czwórnika A wprowadzony został zmodyfikowany czwórnik A’, uwzględniający wpływ czwórnika sprzężenia, rezystancji źródła sygnału RS i rezystancji obciążenia RL . zmodyfikowany rπ C π B C re Cπ g m vπ α ie ie E E Rys. 7. Małosygnałowe schematy zastępcze typu π i typu T tranzystora bipolarnego. W analizie małosygnałowej należy Parametry modelu małosygnałowego: gm = IC , VT Cπ = gm − Cµ 2π ⋅ f T rπ = β gm , α= przyjąć β β +1 , VT=25mV. re = rπ , β +1 4.2.1 Punkt pracy v 1 = 2 |i1 = 0 h22 i2 R2 = C vπ Rys. 5. Model rzeczywistego wzmacniacza z napięciowoszeregowym sprzężeniem zwrotnym. R1 = h11 = Cµ B Punkt pracy liczony jest przy zaniedbaniu prądu bazy. Punkt pracy jest identyczny dla układu z otwartą i zamkniętą pętlą sprzężenia zwrotnego VCC IC1 czwórnik A' RC2 RC1 RB1 Q2 IC2 Q1 RS wzmacniacz napięciowy A [V/V] vi ' R 1 vs vo' R2 RL RE1 RB2 RE2 h12vo' vf' vo ' Rys. 9. Schemat do wyznaczenia punktu pracy tranzystora. czwórnik B Rys. 6. Układ zmodyfikowany. V B1 ≈ VCC Podsumowanie transformacji układu rzeczywistego: RB2 R B1 + R B 2 I C1 ≈ I E1 = czwórnik sprzężenia czwórnik sprzężenia R1 R2 podstawowy wzmacniacz napięciowy RS vi' R2 RL vo ' czwórnik sprzężenia vo ' Rys. 6. Posumowanie przekształceń. A' = v' o v' i B= v' f v' o VCE1 = VCC − (RC1 + RE1 )I C1 VB 2 = VCC − RC1 I C1 IC2 ≈ I E2 = R1 vf' VB1 − 0,7V R E1 Af = vo A' = v s 1 + A' B 4.2. Analiza dwustopniowego wzmacniacza z napięciowoszeregowym ujemnym sprzężeniem zwrotnym. VB 2 − 0,7V RE 2 VCE 2 = VCC − (RC 2 + RE 2 )I C 2 (1) (2) (3) (4) (5) (6) 4.3. Analiza małosygnałowa dwustopniowego wzmacniacza z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego – układ nr A. środek pasma: Zastępczy schemat małosygnałowy z zakresie średnich częstotliwości (w paśmie przepustowym) jest tworzony przy założeniu, że pojemności sprzęgające i bocznikujące stanowią zwarcie dla sygnałów zmiennych, natomiast pojemności pasożytnicze tranzystora są rozwarciem. Napięcie zasilania, ponieważ ma stały potencjał, jest również traktowane jako masa. 14-4 Przybliżona częstotliwość graniczna górna może być określona wzorem: f H 3dB ≈ 1 (19) 2π ⋅ (τ H 1 + τ H 2 + τ H 3 + τ H 4 ) ale lepiej zastosować wzór dokładniejszy: Rys. 10. Zastępczy schemat małosygnałowy wzmacniacza dla środka pasma. f H 3dB ≈ 1 2π ⋅ τ H2 1 + τ H2 2 (20) + τ H2 3 + τ H2 4 Rezystancję wejściową i wyjściową wyznacza się z rys.10: Rin = RB1 RB 2 ( re1 + RE1 )( β1 + 1) (7) Rout = RC 2 (8) niskie częstotliwości: Częstotliwość graniczna dolna wyznaczona jest w oparciu o stałe czasowe powiązane z odpowiednimi pojemnościami sprzęgającymi lub bocznikującymi (licząc stałe czasowe dla każdej z pojemności, pozostałe należy traktować jako zwarcie). Pojemności pasożytnicze traktuje się jako rozwarcia. natomiast wzmocnienie małosygnałowe (rys.10): RS C C1 vo v v i v = o π 2 e1 i v s vπ 2 ie1 vi v s α ( RC1 || rπ 2 ) Rin vo = g m 2 (RC 2 RL ) vs re1 + R E1 Rin + RS (9) C C2 vs R B1||RB2 vπ1 gm1vπ1 R C1 g m2v π2 vπ2 rπ2 rπ1 RC2 RL (10) R wysokie częstotliwości: Częstotliwość graniczna górna wyznaczona jest w oparciu o stałe czasowe powiązane z odpowiednimi pojemnościami pasożytniczymi. Każdą stałą czasową liczy się jako iloczyn pojemności i rezystancji widzianej z zacisków tej pojemności. RE2 E 1 C E2 Rys. 12. Zastępczy schemat małosygnałowy wzmacniacza dla częstotliwości niskich. Poszczególne stałe czasowe wynoszą: ( ) τ L1 = C C1 R S + R B1 R B 2 (( β 1 + 1) R E1 + rπ 1 ) τ L2 = C E 2 R E 2 (21) rπ 2 + RC1 β 2 + 1 (22) τ L3 = CC 2 (RC 2 + RL ) Rys. 11. Zastępczy schemat małosygnałowy dla wyznaczenia częstotliwości granicznej górnej. Korzystając z twierdzenia Millera można zamienić pojemność Cµ tranzystora na pojemności CMi i CMo: r g ( R || r ) C Mi1 = C µ1 1 + π 1 m1 C1 π 2 = rπ 1 + R E1 ( β 1 + 1) R || r = C µ1 1 + C1 π 2 re1 + R E1 r + RE1 CMo1 = C µ1 1 + e1 RC1 || rπ 2 (11) (12) (13) 1 = C µ 2 1 + g R R m 2 C 2 L (14) Teraz można łatwo wyznaczyć stałe czasowe związane z poszczególnymi pojemnościami: τ H 1 = C Mi1 ⋅ (R B1 R B 2 || R S || ( re1 + R E1 )( β 1 + 1) ) (15) R S R B1 R B 2 + R E1 1 + g R m1 E1 = (C Mo1 + C Mi 2 + Cπ 2 ) ⋅ (RC1 rπ 2 ) f L 3dB ≈ f L 3dB ≈ 1 2π 1 1 1 + + τ τ τ L2 L3 L1 (24) (16) τ H3 (17) 1 2π 1 τ L21 + 1 τ L22 + 1 (25) τ L23 4.4. Analiza małosygnałowa dwustopniowego wzmacniacza z zamkniętą pętlą sprzężenia zwrotnego – układ B,C. Na rys. 13 przedstawiony jest schemat wzmacniacza. Sprzężenie zwrotne działa tylko dla sygnałów zmiennych z powodu pojemności CF , która ze względu na bardzo dużą wartość nie ma żadnego wpływu na charakterystyki częstotliwościowe układu. Na rysunku określono miejsca przerwania pętli sprzężenia zwrotnego dla wyodrębnienia wzmacniacza podstawowego A i czwórnika sprzężenia B. V CC RS CC1 R C2 RC1 R B1 τ H 2 = Cπ 1 rπ 1 τ H 4 = C Mo 2 ⋅ (RC 2 RL ) (23) Przybliżona częstotliwość graniczna dolna może być określona wzorem: ale lepiej zastosować wzór dokładniejszy: C Mi 2 = C µ 2 (1 + g m 2 RC 2 || R L ) C Mo 2 vo CC2 Q2 Q1 vo RL CF RF vs RB2 RE1 RE2 CE2 (18) Rys. 13. Schemat wzmacniacza z zamkniętą pętlą sprzężenia zwrotnego z zaznaczonymi miejscami 14-5 przerwania pętli dla wyodrębnienia podstawowego A i czwórnika sprzężenia B. układu Na rys. 14 przedstawiony jest schemat wzmacniacza dla sygnałów zmiennych w środku pasma przepustowego. Ponieważ pętla sprzężenia zwrotnego nie obejmuje dzielnika RB1 i RB2 to włączamy go do rezystancji źródła Thevenina: R S ' = R B1 R B 2 R S (29) Wzmocnienie układu zmodyfikowanego jest określone wzorem: R if RC2 R C1 RB1 R in Q1 RS A' = RL R out RF RB2 vs vo Q2 Rof R E1 ⋅ vo ' α ( R || r ) = g m 2 (RC 2 RL ( RE1 + RF ) ) 1 C1 π 2 ⋅ vi ' re1 + RE1 RF ( re1 + RE1 RF )( β1 + 1) (30) ( re1 + RE1 RF )( β1 + 1) + RS ' Wzmocnienie układu ze sprzężeniem wynosi więc: Rys. 14. Schemat wzmacniacza z zamkniętą pętlą sprzężenia zwrotnego dla sygnałów zmiennych w środku pasma przepustowego. Układy A i B przedstawione są na rys. 15 i 16. R B1 Q2 Q1 vo A' = v s 1 + A' B (31) Rezystancja wejściowa układu bez sprzężenia (liczona dla układu zmodyfikowanego A’): Ri = R S ' + ( β 1 + 1)( re1 + R E1 R F ) RC2 R C1 Af = vo Rezystancja wejściowa układu (przekształconego do struktury idealnej): (32) ze sprzężeniem Rif = Ri (1 + A' B ) (33) R B2 vi Rezystancja wejściowa rzeczywistego układu ze sprzężeniem: Rin = ( Rif − RS ' ) RB1 RB 2 Rys. 15. Wzmacniacz podstawowy – układ A. vf ' RF RE1 (34) Rezystancja wyjściowa układu bez sprzężenia (liczona dla układu zmodyfikowanego A’): vo ' RO = R C 2 R L ( R E 1 + R F ) (35) Rys. 16. Czwórnik sprzężenia zwrotnego – układ B. RE1 RE 1 + RF (26) Rezystancja wyjściowa układu (przekształconego do struktury idealnej): R1 = h11 = R E1 R F (27) Rof = (28) Rezystancja wyjściowa rzeczywistego układu ze sprzężeniem: B= v' f v 'o R2 = = 1 = RE 1 + RF h22 RS ' Q1 RE1 ⇒ Rout = Rof R L R L − Rof (37) 5. Pomiar rezystancji wejściowej Q2 R RF (36) RO R C2 h11 v i' sprzężeniem RO (1 + A' B ) 1 1 1 = + Rof Rout R L RC1 Ri ze vo' F 1/h22 RE1 RL Rezystancję wejściową mierzy się wykorzystując dodatkowy rezystor RS' włączony szeregowo z rezystancją wewnętrzną generatora RS. Podczas normalnej pracy jest on zwierany przełącznikiem umieszczonym na płycie czołowej. Po naciśnięciu przycisku oznaczonego Rin następuje dołączenie rezystora RS' w szereg z RS, co powoduje zmniejszenie Rys. 17. Układ zmodyfikowany A’. Rys. 18. Model małosygnałowy układu A’. wzmocnienia. Rys. 19. Metoda pomiaru rezystancji wejściowej wzmacniacza. 14-6 vo oraz vo' odpowiednio napięcia wyjściowe przy zwartym i rozwartym rezystorze RS' otrzymujemy: Oznaczając jako v0 = K ⋅ Rin ⋅ vs Rin + R S (38) v0 ' = K ⋅ Rin ⋅ vs Rin + R S + R S ' (39) v 0 Rin + R S + R S ' = v0 ' Rin + R S Rin = (40) v0 ' ⋅ R S '− R S v0 − v0 ' (41) 6. Pomiar rezystancji wyjściowej wzmacniaczy Rezystancję wyjściową mierzy się wykorzystując dodatkowy rezystor R L ' włączany równolegle z rezystancją obciążenia R L wzmacniacza. Podczas normalnej pracy R L ' jest odłączony. W czasie pomiaru rezystancji dołącza się go przełącznikiem umieszczonym na płycie czołowej i oznaczonym Rout . Po naciśnięciu przycisku następuje dołączenie rezystora RL’, co powoduje zmniejszenie wzmocnienia. Rys. 20. Metoda pomiaru rezystancji wyjściowej wzmacniacza. Oznaczając jako vo oraz vo‘ odpowiednio napięcia wyjściowe przy rozwartym i zwartym rezystorze otrzymujemy: v0 = K ⋅ RL ⋅ vs R L + Rout (42) v0 ' = K ⋅ R L || R L ' ⋅ vs R L || R L '+ Rout (43) v 0 ' ( R L || R L '+ Rout ) v 0 ( R L + Rout ) = R L || R L ' RL (4) Rout = RL ⋅ RL ' RL ⋅ v0 ' − RL ' v0 − v0 ' (44) 7. Parametry tranzystorów i dane elementów: Parametr Wartość β1,2 Cµ1,2 fT1,2 VCC RB1 RB2 RC1 RE1 200 4.5pF 150MHz +12V 51kΩ 6.2kΩ 8.2kΩ 560Ω RC2 RE2 RL RFB RFC RS’ RL’ ,RS CC1, CC2 CE2 2.2kΩ 1.2kΩ 5.1kΩ 18kΩ 36kΩ 2kΩ 1kΩ 6.8µF 680nF Literatura: [1] Z. J. Staszak, J. Glinianowicz, D. Czarnecki „Materiały pomocnicze do przedmiotu Układy Elektroniczne Liniowe”. [2] A. Guziński, „Linowe elektroniczne układy analogowe” WNT 1992. [3] A. Filipkowski, „Układy elektroniczne analogowe i cyfrowe”, WNT 1978. SIEĆ vs Bufor RS ' RI N RB2 RE1 Q1 WEJŚCIE RS CC1 RB1 C A RC1 B RFC RFB CF Q2 RE2 RC2 RL CE2 CC2 VCC RL vo WYJŚCIE Ro u t Bufor Vcc 12V 13V 11V UJEMNE SPRZĘŻENIE ZWROTNE Rin B C układ A Rout 14-7