Szybka transmisja danych w paśmie krótkofalowym

Transkrypt

Samodzielna Pracownia
Radiokomunikacji Morskiej w Gda sku (P-8)
Szybka transmisja danych w pa mie krótkofalowym
Etap 1: Opracowanie pakietu symuluj cego prac toru nadawczoodbiorczego modemu w krótkofalowym kanale radiowym
Praca nr 08300035
Gda sk, grudzie 2005
Szybka transmisja danych w pa mie krótkofalowym
Etap 1: Opracowanie pakietu symuluj cego prac
w krótkofalowym kanale radiowym
toru nadawczo-odbiorczego modemu
Praca nr 08300035
Słowa kluczowe: radiokomunikacja morska, modem radiowy, kanał radiokomunikacyjny
w pa mie krótkofalowym
Kierownik pracy: dr in . Jacek Stefa ski
Wykonawcy pracy: mgr in . Stefan Gencza
mgr in . Rafał Niski
mgr in . Mirosław Radziwanowski
Kierownik Zakładu: mgr in . Rafał Niski
© Copyright by Instytut Ł czno ci, Warszawa 2005
Spis tre ci
1. Wprowadzenie....................................................................................................................5
2. Standardy cyfrowej transmisji danych w pa mie krótkofalowym ........................................7
3. Charakterystyka modemów krótkofalowych .......................................................................9
3.1. Modemy o przepływno ciach do 2400 bit/s..................................................................9
3.1.1. Bloki funkcjonalne nadajnika modemu................................................................11
3.1.1.1 Kodowanie kanałowe ....................................................................................11
3.1.1.2. Przeplot ........................................................................................................12
3.1.1.3. Kodowanie Grayà .......................................................................................15
3.1.1.4. Formowanie symboli transmisyjnych............................................................15
3.1.1.5. Skrambler.....................................................................................................18
3.1.1.6. Modulator.....................................................................................................19
3.1.2. Podsumowanie ....................................................................................................20
3.2. Modemy o przepływno ciach powy ej 2400 bit/s.......................................................20
3.2.1. Format ramki ......................................................................................................21
3.2.1.1. Preambuła synchronizuj ca ..........................................................................21
3.2.1.2. Preambuła powtarzalna (reinserted)..............................................................23
3.2.1.3. Sekwencja treningowa (mini-probe) .............................................................23
3.2.2. Kodowanie kanałowe i przeplot ..........................................................................25
3.2.3. Skrambler ...........................................................................................................27
3.2.4. Modulacja ...........................................................................................................28
3.2.4.1. Modulacja PSK ............................................................................................29
3.2.4.2. Modulacja QAM ..........................................................................................30
3.3. Modem wykorzystuj cy dwa kanały (dwie niezale ne wst gi no ne) .........................33
3.3.1. Format ramki ......................................................................................................34
3.3.2. Kodowanie i przeplot ..........................................................................................34
3.3.3. Modulacja ...........................................................................................................35
3.4. Zestawienie ko cowe.................................................................................................36
4. Demodulacja i detekcja.....................................................................................................37
4.1. Modulacja wielowarto ciowa PSK.............................................................................39
4.2. Modulacja wielowarto ciowa QAM ...........................................................................40
4.3. Synchronizacja...........................................................................................................41
4.3.1. Odzyskiwanie cz stotliwo ci i fazy fali no nej ....................................................41
4.3.2. Odzyskiwanie synchronizacji symbolowej ..........................................................43
4.3.3. Odtwarzanie synchronizacji pakietowej...............................................................44
4.4. Detekcja sygnałów w kanale z zanikami ....................................................................45
5. Koncepcja urz dzenia definiowanego programowo ..........................................................49
5.1. Ograniczenia technologiczne SDR .............................................................................49
5.2. Zastosowanie technologii radia programowalnego w modemach radiowych...............50
6. Pakiet symuluj cy prac toru nadawczo-odbiorczego modemu .........................................53
6.1. Implementacja symulatora w j zyku C/C++...............................................................53
6.2. Opis poszczególnych bloków funkcjonalnych symulatora ..........................................56
6.2.1. Procedura coder.cpp ............................................................................................56
6.2.2. Procedura modulator.cpp.....................................................................................56
6.2.3. Procedura channel.cpp.........................................................................................57
6.2.3.1. Addytywny szum gaussowski.......................................................................57
3
6.2.3.2. Efekt Dopplera i zaniki Rayleigh’a ...............................................................58
6.2.4. Procedura demodulator.cpp .................................................................................61
6.2.5. Procedura decoder.cpp ........................................................................................64
6.3. Badania symulacyjne .................................................................................................64
6.3.1. Niedokładno ci procesu symulacji systemów radiokomunikacyjnych..................64
6.3.2. Wyniki bada symulacyjnych w kanale AWGN ..................................................65
6.3.3. Wyniki bada symulacyjnych w kanale z zanikami .............................................67
7. Przegl d wybranych modemów działaj cych na zakresie fal krótkich ...............................71
7.1. Modem MDM-Q9604 firmy Rockwell Collins...........................................................71
7.2. Modem RM6 firmy RapidM ......................................................................................72
7.3. Modem RF-5710A-MD001 firmy Harris....................................................................74
7.4. Modem IPDT-1050 firmy IP Unwired .......................................................................75
8. Interfejsy u ytkownika .....................................................................................................78
8.1. Konwencjonalny interfejs asynchroniczny .................................................................78
8.2. Szybki interfejs asynchroniczny ze sterowaniem przepływem danych........................78
8.3. Interfejs synchroniczny ..............................................................................................78
8.4. Ethernet .....................................................................................................................78
8.5. Parametry styku z DTE ..............................................................................................79
8.5.1. Parametry funkcjonalne.......................................................................................79
8.5.2. Parametry elektryczne .........................................................................................79
8.6. Parametry styku z wyposa eniem radiowym ..............................................................80
8.7. Tryby pracy modemu .................................................................................................80
8.8. Zasady współpracy modemu z terminalem u ytkownika ............................................81
8.8.1. Pocz tek transmisji .............................................................................................81
8.8.2. Koniec wiadomo ci.............................................................................................81
8.8.3. Zako czenie transmisji........................................................................................81
8.8.4. Zako czenie przetwarzania danych odbieranych .................................................81
8.8.4.1. Odebranie sekwencji EOM ...........................................................................82
8.8.4.2. Polecenie powrotu do akwizycji ...................................................................82
8.8.4.3. Odbiór okre lonej liczby bloków danych ......................................................82
8.8.4.4. Zainicjowanie nadawania .............................................................................82
8.9. Zdalne sterowanie......................................................................................................82
9. Podsumowanie .................................................................................................................83
Bibliografia ..........................................................................................................................84
Zał cznik..............................................................................................................................86
4
1. Wprowadzenie
W ostatniej dekadzie XX wieku wydawało si , ze dalekosi na ł czno radiowa w
pa mie krótkofalowym zostanie całkowicie wyparta przez systemy satelitarne, szczególnie
je eli chodzi o potrzeby radiokomunikacji morskiej. Jednak ju na pocz tku XXI wieku, w
dobie terroryzmu, ł czno krótkofalowa zacz ła odzyskiwa swoje znaczenie w komunikacji
ze statkami. Na dzie dzisiejszy systemy krótkofalowe s uwa ane za systemy
charakteryzuj ce si du niezawodno ci , a przy tym stosunkowo nisk cen w budowie i
eksploatacji. Dodatkow zalet systemów ł czno ci w pa mie krótkofalowym jest ich
uregulowany status prawny na arenie mi dzynarodowej. Niestety wad tych systemów jest
stosunkowo w skie pasmo pojedynczego kanału, wynosz ce 3 kHz, które przeznaczone było
przede wszystkim do transmisji sygnałów mowy. Zachowuj c istniej c struktur kanałów w
pa mie krótkofalowym, zwi kszenie atrakcyjno ci tego pasma pod k tem oferowanych w nim
usług, jest mo liwe jedynie poprzez opracowanie uniwersalnego modemu radiowego do
transmisji danych. Istniej ce na rynku modemy s dedykowane pod konkretne rozwi zania i
aplikacje, co spowalnia proces wprowadzania nowych usług w pa mie krótkofalowym. Zatem
istnieje potrzeba opracowania modemu szybkiej transmisji danych, charakteryzuj cego si
elastyczno ci implementowanych w nim usług. Jest to mo liwe jedynie poprzez opracowanie
uniwersalnej platformy sprz towej, o funkcjonalno ci której decydowałoby odpowiednie
oprogramowanie. Modem taki byłby wi c, tzw. urz dzeniem definiowanym programowo
SDM (Software Defined Modem), co obecnie stanowi główny trend w rozwoju
współczesnych systemów radiokomunikacyjnych.
Opracowanie uniwersalnego modemu dla potrzeb krótkofalowej ł czno ci radiowej na
morzu wi e si w pierwszej kolejno ci z opracowaniem uniwersalnej platformy sprz towej,
która zapewni w przyszło ci mo liwo implementacji usług jeszcze niezdefiniowanych.
Proponuje si wi c upro ci konstrukcj takiego modemu do niezb dnego minimum, czyli
implementacja poszczególnych bloków funkcjonalnych realizowana byłaby w oparciu o
odpowiednio dobrany, specjalizowany pod k tem rozwi za modemowych, procesor
sygnałowy. Na bazie tak opracowanej platformy sprz towej nale y opracowa platform
programow z uwzgl dnieniem nast puj cych wymaga u ytkowych:
• zapewnienie du ych mo liwo ci programowego wprowadzania zmian wła ciwo ci
funkcjonalnych modemu,
• zapewnienie współpracy z modemami ju istniej cymi i eksploatowanymi w
radiokomunikacji morskiej,
• obni enie kosztów implementacji nowych usług.
Działania zwi zane z wykonaniem modemu w technologii SDM musz by w pierwszej
kolejno ci poprzedzone badaniami symulacyjnymi, potwierdzaj cymi słuszno przyj tych
zało e . W tym celu nale y opracowa pakiet symuluj cy prac toru nadawczo-odbiorczego
modemu w pa mie krótkofalowym, co stanowi pierwszy etap tej pracy.
Niniejsze opracowanie składa si z 8 rozdziałów, jednego zał cznika i podsumowania.
Po krótkim wprowadzeniu do tematyki niniejszego opracowania i przegl dzie standardów
cyfrowej transmisji danych w pa mie krótkofalowym przedstawiono charakterystyk
modemów krótkofalowych, ze szczególnym uwzgl dnienie standardów wojskowych.
Rozdział po wi cony omówieniu standardów transmisji danych w pa mie krótkofalowym
został podzielony na dwie zasadnicze cz ci. Pierwsza z nich została po wi cona transmisji
danych z przepływno ci do 2400 bit/s, druga za powy ej 2400 bit/s. Kolejny, czwarty
rozdział, dotyczy niezmiernie wa nego zagadnienia, jakim jest proces demodulacji i detekcji
sygnału odbieranego w systemach radiokomunikacyjnych, w tym i modemach radiowych.
5
Rozdział pi ty jest po wi cony oryginalnej koncepcji urz dzenia definiowanego programowo,
która ma by zastosowana podczas opracowywania modelu modemu radiowego, pracuj cego
w pa mie krótkofalowym. Nast pny rozdział opisuje pakiet symuluj cy prac toru nadawczoodbiorczego modemu krótkofalowego dla przepływno ci powy ej 2400 bit/s oraz zawiera
wyniki przeprowadzonym bada symulacyjnych. W rozdziale siódmym dokonano
porównania
wybranych
modemów
krótkofalowych
dost pnych
na
rynku
telekomunikacyjnym, w celu zapoznania si z najnowszymi trendami technologicznymi
obowi zuj cymi przy budowie modemów radiowych. Ostatni rozdział jest po wi cony
opisowi interfejsów u ywanych do komunikowania si z modemami, co b dzie przydatne
podczas opracowywania własnego modelu modemu. Po spisie literatury, który zawiera 29
pozycji, znajduje si zał cznik wyja niaj cy zasad działania miekko- i twardo-decyzyjnego
dekodera Viterbiego kodów splotowych.
6
2. Standardy cyfrowej transmisji danych w pa mie krótkofalowym
Obecnie ł czno radiowa w pa mie krótkofalowym jest zdominowana przez standardy
wojskowe. Ju pod koniec lat siedemdziesi tych ubiegłego wieku zostały rozpocz te prace
badawcze nad całkowicie cyfrowymi systemami, pracuj cymi w pa mie krótkofalowym.
Standardy wojskowe, historycznie pierwsze, wyznaczaj wi c trendy rozwojowe w tego typu
systemach. Dlatego te standardy wojskowe b d stanowi podstaw niniejszego
opracowania i w oparciu o nie zostanie zaproponowana oryginalna koncepcja modemu
definiowanego programowo.
Systemy cyfrowej transmisji danych w pa mie HF z punktu widzenia działa taktycznooperacyjnych na ladzie i na morzu nadal zajmuj szczególne miejsce w wojskowych
systemach dowodzenia. W zwi zku z tym standaryzacj tego typu systemów ł czno ci
zajmuj si przede wszystkim nast puj ce instytucje rz dowe:
• US Military – wydaje dokumenty z serii MIL-STD,
• NATO – wydaje dokumenty z serii STANAG,
• US Federal Government – wydaje dokumenty z serii FED-STD.
Poni ej przedstawiono krótk
charakterystyk
standardów
krótkofalowej, które stanowiły podstaw niniejszego opracowania.
cyfrowej
ł czno ci
• MIL-STD-118-110A [10]
Standard ten opisuje systemy cyfrowej transmisji danych z przepływno ciami od 75 bit/s
do 2400 bit/s, przy wykorzystaniu kodowania splotowego oraz z przepływno ci
4800 bit/s, bez kodowania.
• MIL-STD-118-110B [11]
Standard ten dotyczy wy szych przepływno ci w porównaniu z MIL-STD-118-110A z
mo liwo ci ich automatycznego wyboru (autobaud). W dodatku C (Appendix C)
standaryzacja obejmuje pojedynczy kanał, natomiast w dodatku F (Appendix F) kanał
podwójny. Dla transmisji w pojedynczym kanale (SSB) wyspecyfikowane s
przepływno ci 3200, 4800, 6400, 8000 i 9600 bit/s, przy zastosowaniu kodowania
splotowego oraz 12800 bit/s, bez kodowania. W kanale podwójnym (ISB) mo liwe s
przepływno ci 9600, 12800, 1600 i 19200 bit/s.
• STANAG 4285 [24]
Specyfikuje systemy ł czno ci o przepływno ci od 75 bit/s do 2400 bit/s (z kodowaniem
kanałowym) oraz 1200, 2400 i 3600 bit/s (bez kodowania kanałowego). Standard nie
obejmuje mo liwo ci automatycznego wyboru przepływno ci co powoduje, e nadajnik i
odbiornik musz uzgadnia parametry transmisji (m.in. warto przepływno ci, parametry
przeplotu itp.), przed rozpocz ciem transmisji.
•
STANAG 4415 [25]
Jest to rozszerzona wersja transmisji danych w pa mie HF z przepływno ci 75 bit/s w
bardzo trudnych warunkach propagacyjnych.
• STANAG 4529 [26]
Jest to standard wywodz cy si ze standardu STANAG 4285, który został dostosowany do
wykorzystania w kanałach zaw onych do 1240 Hz. Zaw enie to zostało okupione
zmniejszeniem warto ci szybko ci modulacji z 2400 bodów do 1200 bodów. Oczywi cie
spowodowało to równie zmniejszenie o połow warto ci przepływno ci u ytkowych w
stosunku do wyspecyfikowanych w STANAG 4285.
7
•
STANAG 4539 [27]
Jest to najbardziej wszechstronny standard dotycz cy modemów dla pasma HF. Oferuje
on zarówno bardzo zawansowan transmisj z przepływno ci 75 bit/s jak i du
przepływno dochodz c do 9600 bit/s. Mo liwe jest równie wykorzystanie wszystkich
po rednich przepływno ci dla transmisji z kodowaniem splotowym i przy ró nych
parametrach przeplotu. Bez kodowania jest mo liwa transmisja z przepływno ci
12800 bit/s. Dla wszystkich przepływno ci istnieje mo liwo automatycznego wyboru
przepływno ci i parametrów przeplotu.
Oprócz powszechnie wykorzystywanych
standardów
wojskowych
na
rynku
telekomunikacyjnym mo na spotka modemy, które pracuj zgodnie ze standardami
cywilnymi:
•
Komercyjny standard lotniczy (Comm. Airborn)
Standard opracowany pod k tem pracy w zaw onych kanałach, dost pnych w pasmach
lotniczych (2,4 kHz zamiast 3 kHz), z szybko ci modulacji 1800 bodów zamiast
powszechnie stosowanej w innych standardach szybko ci 2400 bodów. Zapewnia
mo liwo automatycznego wyboru przepływno ci w zakresie od 75 bit/s do 8000 bit/s
(9600 bit/s bez kodowania kanałowego).
•
Komercyjny standard morski (Comm. Maritime)
Przewidziany dla transmisji danych przy wykorzystaniu istniej cych jeszcze radiostacji
morskich, działaj cych w ekstremalnie w skim pa mie. Dotyczy pracy z szybko ci
modulacji 1440 bodów i zapewnia mo liwo automatycznego wyboru przepływno ci w
zakresie od 75 bit/s do 6400 bit/s (7680 bit/s bez kodowania).
8
3. Charakterystyka modemów krótkofalowych
Rozdział ten jest po wiecony opisowi warstwy fizycznej modemów krótkofalowych, ze
szczególnym uwzgl dnieniem standardów wojskowych [11], [27], b d cych wyznacznikiem
tego typu urz dze na rynku telekomunikacyjnym. Został on podzielony na trzy cz ci, w
których opisano modemy o przepływno ci do 2400 bit/s, powy ej 2400 bit/s oraz modemy
wykorzystuj ce do transmisji danych dwie niezale ne wst gi boczne.
3.1. Modemy o przepływno ciach do 2400 bit/s
Modemy te s przeznaczone do pracy w radiowym kanale krótkofalowym HF (High
Frequency) z pojedyncz cz stotliwo ci no n , przy wykorzystaniu 8-mio warto ciowego
kluczowania fazy (8PSK). Szybko modulacji wynosi zawsze 2400 symboli na sekund ,
niezale nie od przepływno ci informacyjnej. Modemy umo liwiaj transmisj danych z
przepływno ciami 75, 150, 300, 600, 1200 i 2400 bit/s. W trybie bez kodowania kanałowego
modem mo e pracowa z przepływno ci 4800 bit/s, nie jest to jednak zalecany tryb pracy,
gdy transmisja w kanale krótkofalowym charakteryzuj cym si silnymi zanikami jest mało
efektywna. Schemat funkcjonalny cz ci nadawczej modemu przedstawiony został na rys. 1.
SEKWENCJA EOM
(End Of Massage)
ZERO
„PŁUKANIE”
DANE
U YT ECZNE
SEKWENCJA
PREAMBUŁY
S1
KODOWANIE
KANAŁOWE
MACIERZ
PRZEPLOTU
1
KODOWANIE
GRAYÀ
S1
S1
SYNCH.
MACIERZ
PRZEPLOTU
2
DANE
U YT ECZNE
S2
FORMOWANIE
SYMBOLI
DANE
ST ERUJ CE
Gener. sekwencji
pseudolosowej
skramblera danych
S3
SKRAMBLER
SYNC
Gener. sekwencji
pseudolosowej
skramblera preambuł y
WYJ CIE
MODULATOR
Rys. 1. Schemat funkcjonalny cz ci nadawczej modemu.
Na podstawie rys. 1 mo na wyró ni cztery fazy pracy modemu:
a) Faza preambuły synchronizacyjnej
Czas trwania fazy preambuły synchronizacyjnej powinien ci le odpowiada czasowi
wymaganemu dla wprowadzenia jednego bloku danych do wybranej macierzy przeplotu.
Podczas tej fazy, przeł cznik S1 (rys. 1) powinien by ustawiony w pozycji DANE
U YTECZNE oraz musz by uaktywnione funkcje kodowania kanałowego i przeplotu,
poniewa modem powinien by przygotowany na przyjmowanie danych od terminala
u ytkownika (DTE). Przeł czniki S2 i S3 powinny by ustawione w pozycji SYNC. Modem
nadawczy generuje sekwencj preambuły synchronizacyjnej wymagan dla osi gni cia
synchronizacji przez modem odbiorczy. Czas trwania preambuły synchronizacyjnej wynosi:
9
• 0 s dla przeplotu zerowego tzn. trybu pracy bez przeplotu (wymagany jest bufor
opó niaj cy transmisj preambuły o 0,6 s),
• 0,6 s dla przeplotu krótkiego,
• 4,8 s dla przeplotu długiego.
b) Faza danych
W fazie transmisji danych modem przesyła zarówno informacje u ytkownika jak i tzw.
dane steruj ce, które stanowi bity treningowe, wykorzystywane przez korektory kanałowe w
oddalonym modemie odbiorczym. O tym, które dane s aktualnie transmitowane decyduje
stan przeł czników S1, S2 i S3, a czas pozostawania przeł czników w okre lonym stanie jest
funkcj przepływno ci informacyjnej. Przy przepływno ciach 2400 i 4800 bit/s, stan DANE
U YTECZNE powinien trwa przez okres 32 symboli, po czym powinno nast pi przej cie
do pozycji DANE STERUJ CE na czas odpowiadaj cy 16 symbolom. W przypadku
przepływno ci 150, 300, 600 i 1200 bit/s, czas utrzymywania przeł czników w obu pozycjach
powinien by taki sam i odpowiada 20 symbolom. Przy 75 bit/s, przeł cznik S2 pozostaje
trwale w pozycji DANE U YTECZNE, a operacja przesyłania danych powinna by
zako czona poprzez wył czenie sygnału RTS na wej ciu DTE.
c) Faza EOM (End Of Massage – koniec wiadomo ci)
W momencie, w którym ostatni bit DANYCH U YTECZNYCH, poprzedzaj cy
wył czenie sygnału RTS, zostanie doprowadzony do wej cia kodera kanałowego FEC
(Forward Error Correction), przeł cznik S1 powinien zosta przestawiony do pozycji EOM.
Spowoduje to wysłanie do układu kodera 32-bitowego wzorca w postaci o miocyfrowej
liczby heksadecymalnej: 4B65A5B2. Pozostałe przeł czniki (S2 i S3) powinny pozosta w
pozycji ustalonej dla fazy danych.
d) Faza „płukania” (zerowania) kodera i układu przeplotu
Bezpo rednio po zako czeniu fazy EOM, przeł cznik S1 powinien zosta przeł czony do
pozycji PŁUKANIE, powoduj c doprowadzenie do wej cia kodera kanałowego ci gu tzw.
bitów płucz cych. W przypadku stosowania przeplotu, faza „płukania” powinna obejmowa
ci g 144 bitów ustawionych na „0” („płukanie” kodera), uzupełniony o ci g bitów o
wymiarach macierzy przeplotu, uwzgl dniaj cy ostatni bit „płukania” kodera. Je eli układ
przeplotu jest omijany (przeplot zerowy), transmitowane s jedynie bity „płukania kodera”. W
ten sposób jest transmitowana ilo bitów wystarczaj ca dla przeprowadzenia skutecznego
„płukania” dekodera kanałowego i układu rozplotu w modemie odbiorczym.
Opisana powy ej sekwencja działa mo e zosta przedstawiona w postaci formatu ramki
(rys. 2).
Format ramki dla przepływ no ci informacyjnych 150, 300, 600 i 1200 bit/s
Preambuła
20 20
20
20 20
20
20
20 20 20
20
20 20
32
Format ramki dla przepływ no ci informacyjnych 2400 i 4800 bit/s
Preambuła
Blok dany ch
32
16
32
16
32
16
Sekwencja treningowa
32
16
32
EOM
Rys. 2. Format ramki.
10
16
32
32
Jak wida , transmisja ka dej wiadomo ci rozpoczyna si od długiej preambuły
synchronizacyjnej i adne inne informacje synchronizuj ce nie s ju przesyłane do ko ca
nadawania tej wiadomo ci. Rys. 2 nie uwzgl dnia fazy „płukania”.
3.1.1. Bloki funkcjonalne nadajnika modemu
W niniejszym podrozdziale znajduje si opis poszczególnych bloków funkcjonalnych
modemu zgodnie z rys. 1, tzn.: kodowanie kanałowe, przeplot, kodowanie Grayà,
formowanie symboli transmisyjnych, skrambler oraz modulator.
3.1.1.1 Kodowanie kanałowe
Kodowanie kanałowe powinno by wprowadzane przy wszystkich przepływno ciach
informacyjnych od 75 do 2400 bit/s. Nale y stosowa kodowanie splotowe (2,1,6) o
sprawno ci 1/2, opisanym przez wielomiany generacyjne:
G1(x) = x6 + x4 + x3 + x + 1
G2(x) = x6 + x5 + x4 + x3 + 1
(1a)
(1b)
Schemat blokowy kodera przedstawiony został na rys. 3.
Rys. 3. Schemat blokowy kodera kanałowego.
Ka demu bitowi na wej ciu kodera powinny odpowiada dwa bity wyj ciowe, przy czym
bit pochodz cy z górnej gał zi kodera [G1(x)] powinien wyst powa jako pierwszy, zatem
ci gom bitów na wej ciu kodera o przepływno ciach 2400, 1200 i 600 bit/s powinny
odpowiada ci gi bitów zakodowanych o przepływno ciach odpowiednio 4800, 2400 i
1200 bit/s. W przypadku przepływno ci wej ciowych 300 bit/s i 150 bit/s, na wyj ciu kodera
powinien by generowany zakodowany ci g bitów o przepływno ci 1200 bit/s, uzyskiwany
poprzez powtarzanie odpowiedni liczb par bitów wyj ciowych kodera. Zestawienie
wa niejszych parametrów kodowania kanałowego zostało przedstawione w tabl. 1.
11
Tabl. 1. Zestawienie parametrów kodowania kanałowego.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
4800
*)
Efektywna
sprawno
kodowania
Metoda kodowania
(bez kodowania.) (bez kodowania)
2400
1/2
Kod o spr. 1/2
1200
1/2
Kod o spr. 1/2
600
1/2
Kod o spr. 1/2
300
1/4
Kod o spr. 1/2 powtarzany 2 razy
150
1/8
Kod o spr. 1/2 powtarzany 4 razy
75
1/2
Kod o spr. ½*)
W przypadku przepływno ci informacyjnej 75 bit/s jest wykorzystywany inny format transmisyjny
(pkt. 3.1.1.4) i powinno by stosowane kodowanie z efektywn sprawno ci 1/2, w celu wytworzenia ci gu
bitów o przepływno ci 150 bit/s.
3.1.1.2. Przeplot
Operacja przeplotu jest wykonywana za pomoc macierzy o odpowiedniej liczbie
kolumn i wierszy. W procesie przeplotu bior udział dwie macierze, jedna z nich jest
zapisywana, podczas gdy z drugiej odczytywane s bity wprowadzone w poprzednim kroku
operacji przeplotu. W celu zapewnienia jednakowego opó nienia rozmiary tablicy powinny
by uzale nione od przepływno ci. Opó nienie to mo e wynosi 0 s; 0,6 s (tzw. przeplot
krótki) lub 4,8 s (tzw. przeplot długi). Rozmiary tablicy przeplotu dla poszczególnych
przepływno ci przedstawia tabl. 2.
Tabl. 2. Rozmiary tablicy przeplotu.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
Przeplot długi
Przeplot krótki
Liczba
wierszy
Liczba
kolumn
Liczba
wierszy
Liczba
kolumn
2400
40
576
40
72
1200
40
288
40
36
600
40
144
40
18
300
40
144
40
18
150
40
144
40
18
75
20
36
10
9
Wprowadzanie bitów do macierzy przeplotu
Bity s wprowadzane do macierzy przeplotu pocz wszy od kolumny zerowej, według
algorytmu: pierwszy bit wprowadzany jest do wiersza 0, drugi do wiersza 9, trzeci do wiersza
18 i czwarty do wiersza 27 itd. Tak wi c, numer wiersza dla bitów wej ciowych zwi kszany
jest o 9 modulo 40. Bity wprowadzane s w ten sposób a do zapełnienia wszystkich 40
wierszy, po czym cały algorytm powtarza si dla kolejnych kolumn. Taki algorytm
12
wprowadzania bitów dotyczy zarówno przeplotu długiego jak i krótkiego oraz wszystkich
przepływno ci za wyj tkiem 75 bit/s, dla której obowi zuj nast puj ce zmiany:
• dla przeplotu długiego numer wiersza zwi kszany jest o 7 modulo 20;
• dla przeplotu krótkiego numer wiersza zwi kszany jest o 7 modulo 10.
W przypadku przepływno ci 4800 bit/s przeplot nie jest stosowany.
Wyprowadzanie bitów z macierzy przeplotu
Wyprowadzanie bitów rozpoczyna si od pozycji tablicy wyznaczonej przez zerowy
wiersz i zerow kolumn . Poło enie ka dego kolejnego wyprowadzanego bitu okre lane jest
poprzez zwi kszenie numeru wiersza o 1 i zmniejszenie numeru kolumny o 17. Operacja ta
jest kontynuowana a do momentu osi gni cia przez numer wiersza warto ci maksymalnej.
W tym miejscu numer wiersza ustawiany jest na 0 a numer kolumny na warto o jeden
wi ksz ni na pocz tku poprzedniego kroku. Proces ten jest kontynuowany do momentu
wyprowadzenia całego bloku danych z macierzy przeplotu. W przypadku przepływno ci
75 bit/s proces wyprowadzania bitów z macierzy przeplotu przebiega podobnie z tym, e
numer kolumny jest zmniejszany o 7 a nie o 17. Bity wyprowadzone z układu przeplotu s
grupowane w bloki odpowiadaj ce tzw. symbolom kanałowym. Liczba bitów przypisanych
jednemu symbolowi kanałowemu jest funkcj przepływno ci, co zostało pokazane w tabl. 3.
Tabl. 3. Liczba bitów po operacji przeplotu przypadaj ca na pojedynczy symbol kanałowy.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
2400
1200
600
300
150
75
Liczba bitów
przypadaj cych
na pojedynczy symbol
3
2
1
1
1
2
Natomiast w tabl. 4 została pokazana kolejno wyprowadzania bitów z macierzy
przeplotu. Przedstawiony przykład dotyczy przeplotu krótkiego przy przepływno ci 150 bit/s.
13
Tabl. 4. Sposób wyprowadzania bitów z macierzy przeplotu dla przepływno ci 150 bit/s przy
zastosowaniu tzw. przeplotu krótkiego.
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
0
1
19
36
52
66
80
93
105
116
126
135
143
150
156
161
165
168
170
1
171
2
20
37
52
67
81
94
106
117
127
136
144
151
157
162
166
169
2
189
172
3
21
38
53
68
82
95
107
118
128
137
145
152
158
163
167
3
207
190
173
4
22
39
54
69
83
96
108
119
129
138
146
153
159
164
4
225
208
191
174
5
23
40
55
70
84
97
109
120
130
139
147
154
160
5
243
226
209
192
175
6
24
41
56
71
85
98
110
121
131
140
148
155
6
261
244
227
210
193
176
7
25
42
57
72
86
99
111
122
132
141
149
7
279
262
245
228
211
194
177
8
26
43
58
73
87
100
112
123
133
142
8
297
280
263
246
229
212
195
178
9
27
44
59
74
88
101
113
124
134
9
315
298
281
264
247
230
213
196
179
10
28
45
60
75
89
102
114
125
10
333
316
299
282
265
248
231
214
197
180
11
29
46
61
76
90
103
115
11
351
334
317
300
283
266
249
232
215
198
181
12
30
47
62
77
91
104
12
369
352
335
318
301
284
267
250
233
216
199
182
13
31
48
63
78
92
13
387
370
353
336
319
302
285
268
251
234
217
200
183
14
32
49
64
79
14
405
388
371
354
337
320
303
286
269
252
235
218
201
184
15
33
50
65
15
423
406
389
372
355
338
321
304
287
270
253
236
219
202
185
16
34
51
16
441
424
407
390
373
356
339
322
305
288
271
254
237
220
203
186
17
35
17
459
442
425
408
391
374
357
340
323
306
289
272
255
238
221
204
187
18
18
477
460
443
426
409
392
375
358
341
324
307
290
273
256
239
222
205
188
19
495
478
461
444
427
410
393
376
359
342
325
308
291
274
257
240
223
206
20
513
496
479
462
445
428
411
394
377
360
343
326
309
292
275
258
241
224
21
531
514
497
480
463
446
429
412
395
378
361
344
327
310
293
276
259
242
22
549
532
515
498
481
464
447
430
413
396
379
362
345
328
311
294
277
260
23
567
550
533
516
499
482
465
448
431
414
397
380
363
346
329
312
295
278
24
585
568
551
534
517
500
483
466
449
432
415
398
381
364
347
330
313
296
25
601
586
569
552
535
518
501
484
467
450
433
416
399
382
365
348
331
314
26
616
602
587
570
553
536
519
502
485
468
451
434
417
400
383
366
349
332
27
630
617
603
588
571
554
537
520
503
486
469
452
435
418
401
384
367
350
28
643
631
618
604
589
572
555
538
521
504
487
470
453
436
419
402
385
368
29
655
644
632
619
605
590
573
556
539
522
505
488
471
454
437
420
403
386
30
666
656
645
633
620
606
591
574
557
540
523
506
489
472
455
438
421
404
31
676
667
657
646
634
621
607
592
575
558
541
524
507
490
473
456
439
422
32
685
677
668
658
647
635
622
608
593
576
559
542
525
508
491
474
457
440
33
693
686
678
669
659
648
636
623
609
594
578
560
543
526
509
492
475
458
34
700
694
687
679
670
660
649
637
624
610
595
579
561
544
527
510
493
476
35
706
701
695
688
680
671
661
650
638
625
611
596
580
562
545
528
511
494
36
711
707
702
696
689
681
672
662
651
639
626
612
597
581
563
546
529
512
37
715
712
708
703
697
690
682
673
663
652
640
627
613
598
582
564
547
530
38
718
716
713
709
704
698
691
683
674
664
653
641
628
614
599
583
565
548
39
720
719
717
714
710
705
699
692
684
675
665
654
642
629
615
600
584
566
14
3.1.1.3. Kodowanie Grayà
W celu zmniejszenia ilo ci bł dnie odebranych bitów, w przypadku wyst pienia bł du
symbolowego, zgrupowane bity z wyj cia układu przeplotu poddaje si kodowaniu Gray’a.
Dzi ki temu kodowaniu, bł d symbolowy, polegaj cy na odebraniu symbolu s siedniego
wzgl dem symbolu nadanego, spowoduje bł dn interpretacj tylko jednego bitu danych.
Do kodowanie bloków trzybitowych, w przypadku przepływno ci 2400 bit/s i 4800 bit/s
oraz dwubitowych, przy przepływno ciach 1200 bit/s i 75 bit/s, jest wykorzystywany
tzw. zmodyfikowany kod Grayà, zgodnie z tabl. 5 i tabl. 6. Dla przepływno ci 600 bit/s, 300
bit/s i 150 bit/s, przy których jednemu symbolowi kanałowemu odpowiada tylko jeden bit, nie
stosuje si tej operacji.
Tabl. 5. Kodowanie Gray’a dla przepływno ci 2400 bit/s i 4800 bit/s.
Bity wej ciowe
Pierwszy bit
rodkowy bit Ostatni bit
Warto
po zakodowaniu
0
0
0
000
0
0
1
001
0
1
0
011
0
1
1
010
1
0
0
111
1
0
1
110
1
1
0
100
1
1
1
101
Tabl. 6. Kodowanie Gray’a dla przepływno ci 75 bit/s i 1200 bit/s.
Bity wej ciowe
Warto
po zakodowaniu
Pierwszy bit Ostatni bit
0
0
00
0
1
01
1
0
11
1
1
10
3.1.1.4. Formowanie symboli transmisyjnych
Procedura formowania symboli transmisyjnych ma na celu przetworzenie jedno-, dwub d trzybitowych symboli z wyj cia kodera Grayà lub generatora preambuły
synchronizacyjnej do postaci trzybitowej, wymaganej przez kolejne bloki (skrambler oraz
modulator). Formowanie symboli jest realizowane w ró ny sposób w fazie danych i w fazie
preambuły synchronizacyjnej.
Formowanie symboli w fazie danych
a) „Dane u yteczne” (informacje u ytkownika)
W fazie transmisji danych u ytkownika, przy przepływno ciach wy szych od 75 bit/s,
wszystkie jedno-, dwu- i trzybitowe symbole kanałowe s odwzorowywane w postaci
15
o miowarto ciowych, trzybitowych liczb, zgodnie z wykresem konstelacji sygnału
zmodulowanego 8PSK, przedstawionym na rys. 5.
W przypadku przepływno ci 4800 bit/s i 2400 bit/s wykorzystuje si wszystkie osiem
symboli o numerach 0 do 7. Przy przepływno ci 1200 bit/s s stosowane cztery symbole o
numerach 0, 2, 4 i 6, natomiast przy 150 bit/s, 300 bit/s i 600 bit/s, dwa symbole o numerach
0 i 4.
Przy przepływno ci 75 bit/s, czterowarto ciowe symbole kanałowe s odwzorowywane
w postaci liczb dwubitowych. W przeciwie stwie do wy szych przepływno ci, w tym
przypadku nie transmituje si „danych steruj cych” (bitów treningowych) i nie jest stosowane
kodowanie z powtarzaniem. Zamiast tego wykorzystuje si sekwencje 32 trzybitowych liczb,
których zadaniem jest reprezentowanie poszczególnych dwubitowych symboli kanałowych.
Sposób odwzorowania (mappingu) poszczególnych symboli kanałowych dla przepływno ci
75 bit/s przedstawia tabl. 7. Tabela ta uwzgl dnia dwa przypadki:
• przypadek normalny (tabl. 7a) dotycz cy wszystkich kolejnych sekwencji 32-bitowych
liczb, za wyj tkiem sekwencji 45-tej (dla przeplotu krótkiego) i 360-tej (dla przeplotu
długiego),
• przypadek specjalny (tabl. 7b) dotycz cy powy szych dwóch wyj tków.
W obu przypadkach, efektem takiego działania jest formowanie jednego z czterech
wzajemnie ortogonalnych przebiegów, odpowiadaj cych ka demu z duobitów przekazywanej
informacji.
Modem odbiorczy powinien wykorzysta modyfikacj „danych u ytkowych”, dla
okre lenia granic tablicy przeplotu, w celu uzyskania synchronizacji i okre lenia wła ciwej
przepływno ci danych i trybu pracy.
Tabl. 7. Odwzorowanie symboli kanałowych przy 75 bit/s.
a) Przypadek normalny
Symbol kanałowy
Liczby trzybitowe
00
(0000) powtarzane 8 razy
01
10
11
b) Przypadek specjalny
Symbol kanałowy
Liczby trzybitowe
00
(0000 4444) powtarzane 4 razy
01
10
11
b) „Dane steruj ce”
W przedziale czasu, w którym s transmitowane „dane steruj ce” (bity treningowe),
wyj cie układu formowania symboli kanałowych powinno by ustawione na 0 (000), za
wyj tkiem dwóch znanych wzorców symbolowych, poprzedzaj cych transmisj ka dego
nowego bloku z tablicy przeplotu o długo ci 1440 trzybitowych symboli kanałowych w
przypadku przeplotu krótkiego i 11520 symboli dla przeplotu długiego.
16
Wzorce symbolowe s zbudowane z 16 trzybitowych symboli reprezentuj cych odpowiednio
warto ci D1 i D2 zgodnie z tabl. 8. Poniewa wzorce zawieraj tylko 16 symboli, powtarzane
s 2 razy.
W przypadku ustawienia przeplotu z opó nieniem 0 s, stosowany jest wzorzec
symbolowy obowi zuj cy dla bloku 0,6 s. Wybranie przepływno ci 4800 bit/s jest
równoznaczne z wybraniem przeplotu krótkiego.
Tabl. 8. Sposób przydzielania odpowiednich warto ci symbolom D1 i D2.
Przepływno
[bit/s]
Przeplot krótki
Przeplot długi
D1
D2
D1
D2
4800
7
6
-
-
2400 (mowa)
7
7
-
-
2400 (dane)
6
4
4
4
1200
6
5
4
5
600
6
6
4
6
300
6
7
4
7
150
7
4
5
4
75
7
5
5
5
Formowanie symboli preambuły synchronizacyjnej
Preambuła synchronizacyjna jest identyczna dla wszystkich stosowanych przepływno ci i
składa si z trzech, dla krótkiego przeplotu, albo z dwudziestu czterech, dla przeplotu
długiego, segmentów o czasie trwania 200 ms. Ka dy 200 ms segment zawiera 15
trzybitowych symboli kanałowych i tworzy nast puj c sekwencj :
0, 1, 3, 0, 1, 3, 1, 2, 0, Dl, D2, C1, C2, C3, 0
Cyfry w tym zapisie oznaczaj numery symboli kanałowych (na wykresie konstelacji dla
modulacji 8PSK). Trzybitowe warto ci D1 i D2 okre laj przepływno i rodzaj przeplotu,
zgodnie z tabl. 8. Dwie pary warto ci bitów D1, D2, (5,6) i (5,7) s zarezerwowane do
zastosowa specjalnych.
Trzy symbole licznikowe C1, C2, C3 s wykorzystywane do odliczania kolejnych
segmentów preambuły synchronizacyjnej. Odliczanie rozpoczyna si od warto ci 2
(synchronizacja przeplotu krótkiego) lub 23, w przypadku synchronizacji przeplotu długiego.
Symbole te tworz sze ciobitowe słowo (C1, C2, C3), w którym na pozycji najbardziej
znacz cej znajduj si dwa bity C1. Odliczanie polega na zmniejszaniu o 1 warto ci tego
słowa w ka dym kolejnym segmencie preambuły, a do uzyskania warto ci zerowej.
Dwubitowe symbole C1, C2, C3 musz zosta przekonwertowane w elementy 3 bitowe. W
tym celu dopisuje si do ka dego z dwubitowych symboli 1 na pozycji bitu najstarszego.
Operacja ta została przedstawiona w tabl. 9. Przykładowo, po przeprowadzonej konwersji,
słowo licznikowe C1, C2, C3 o warto 23 (01 01 11) zostanie przetworzona na trzybitowe
warto ci 5,5,7 (101 101 111).
Ka dy z 15 trzybitowych symboli segmentu preambuły synchronizacyjnej przekształcany
jest na trzydzie ci dwie trzybitowe liczby, zgodnie z tabl. 10.
17
Tabl. 9. Konwersja dwubitowych warto ci licznikowych na trzybitowe symbole.
Dwubitowe warto ci
licznikowe
Trzybitowe symbole
synchronizacyjne
00
4 (100)
01
5 (101)
10
6 (110)
11
7 (111)
Tabl. 10. Odwzorowanie symboli kanałowych dla preambuły synchronizacyjnej.
Symbol kanałowy
Liczby trzybitowe
000
001
010
011
100
101
110
111
3.1.1.5. Skrambler
Operacja skramblingu polega na dodawaniu modulo 8 do ka dego trzybitowego symbolu
transmisyjnego trzybitowego elementu wygenerowanego przez generator sekwencji
pseudolosowej skramblera danych lub sekwencji synchronizacyjnej.
Generator sekwencji pseudolosowej skramblera danych
Generator sekwencji pseudolosowej dla danych jest zbudowany w oparciu o 12-bitowy
rejestr przesuwny za sprz eniem zwrotnym (rys. 4). Na pocz tku fazy danych, układ ten
inicjalizowany jest sekwencj : 1011 1010 1101 (BAD HEX), po czym, w wyniku 8 kolejnych
przesuni rejestru, s generowane 3 bity wyj ciowe, tworz ce liczby od 0 do 7. Czas trwania
operacji o miu przesuni rejestru, czyli okres generacji nowych liczb trzybitowych, jest
równy okresowi pojawiania si symboli transmisyjnych. Operacja ta jest powtarzana 160
razy, po czym układ jest ponownie inicjalizowany. W ten sposób jest generowana sekwencja
160 symboli transmisyjnych, powtarzana okresowo.
18
MSB
1
0
1
1
1
0
1
0
1
1
Bit
rodkowy
0
LSB
1
Rys. 4. Schemat funkcjonalny generatora sekwencji pseudolosowej dla skramblera danych.
Sekwencja symboli dla skramblera preambuły synchronizacyjnej
Sekwencja dla skramblera preambuły synchronizacyjnej powinna zawiera 32 symbole
powtarzane okresowo i mie nast puj c posta :
7 4 3 0 5 1 5 0 2 2 1 1 5 7 4 3 5 0 2 6 2 1 6 2 0 0 5 0 5 2 6 6.
W wyniku sumowania modulo 8 tej sekwencji z warto ciami zawartymi w tabl. 10,
otrzymujemy nowe warto ci 32-bitowe odpowiadaj ce poszczególnym symbolom kanałowym
preambuły synchronizacyjnej, co pokazuje tabl. 11.
Tabl. 11. Odwzorowanie symboli preambuły synchronizacyjnej po operacji skramblingu.
Symbol
Liczby 32-cyfrowe reprezentuj ce symbole kanałowe 0 do 7
0
7 4 3 0 5 1 5 0 2 2 1 1 5 7 4 3 5 0 2 6 2 1 6 2 0 0 5 0 5 2 6 6
1
7 0 3 4 5 5 5 4 2 6 1 5 5 3 4 7 5 4 2 2 2 5 6 6 0 4 5 4 5 6 6 2
2
7 4 7 4 5 1 1 4 2 2 5 5 5 7 0 7 5 0 6 2 2 1 2 6 0 0 1 4 5 2 2 2
3
7 0 7 0 5 5 1 0 2 6 5 1 5 3 0 3 5 4 6 6 2 5 2 2 0 4 1 0 5 6 2 6
4
7 4 3 0 1 5 1 4 2 2 1 1 1 3 0 7 5 0 2 6 6 5 2 6 0 0 5 0 1 6 2 2
5
7 0 3 4 1 1 1 0 2 6 1 5 1 7 0 3 5 4 2 2 6 1 2 2 0 4 5 4 1 2 2 6
6
7 4 7 4 1 5 5 0 2 2 5 5 1 3 4 3 5 0 6 2 6 5 6 2 1 0 1 4 1 6 6 6
7
7 0 7 0 1 1 5 4 2 6 5 1 1 7 4 7 5 4 6 6 6 1 6 6 0 4 1 0 1 2 6 2
3.1.1.6. Modulator
Modem, przy wszystkich przepływno ciach, powinien stosowa modulacj 8PSK.
Trzybitowe symbole z wyj cia skramblera steruj faz przebiegu sinusoidalnego o
cz stotliwo ci 1800 Hz. I tak, symbol 0 (000) odpowiada fazie 0 stopni, 1 (001) fazie 45
stopni, 2 (010) fazie 90 stopni itd. Sposób przyporz dkowania warto ci fazy poszczególnym
symbolom kanałowym pokazuje rys. 5. Dopuszczalna odchyłka cz stotliwo ci generatora
przebiegu modulowanego od warto ci nominalnej 1800 Hz powinna zawiera si w granicach
± 1 Hz.
19
90o
135o
(01)
2 (010)
1 (001)
45o
3 (011)
180o
(1)
(10)
4 (100)
(0)
(00)
0 (000)
5 (101)
7 (111)
225o
0o
315o
(11)
6 (110)
270o
Rys. 5. Konstelacja stanów dla modulacji 8PSK.
3.1.2. Podsumowanie
Tabl. 12 zawiera zestawienie formatów transmisyjnych stosowanych przy wszystkich
przepływno ciach, w fazie transmisji danych.
Tabl. 12. Zestawienie formatów transmisyjnych dla wszystkich przepływno ci modemu.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
Efektywna
sprawno
kodowania
Przepływno
transmisyjna
(bit/s)
Liczba
bitów na
symbol
4800
Bez kod.
4800
3
Liczba
8-fazowych
symboli na
symbol
kanałowy
1
Liczba
Liczba
8-fazowych
8-fazowych
symboli w
symboli w
bloku danych bloku danych
u ytecznych
steruj cych
32
16
2400
1/2
4800
3
1
32
16
1200
1/2
2400
2
1
20
20
600
1/2
1200
1
1
20
20
300
1/4
1200
1
1
20
20
150
1/8
1200
1
1
20
20
75
1/2
150
2
32
Wszystkie
0
3.2. Modemy o przepływno ciach powy ej 2400 bit/s
Modemy te s przeznaczone do pracy w kanale radiowym HF z pojedyncz
cz stotliwo ci no n . Modem powinien umo liwia transmisj danych z przepływno ciami
3200, 4800, 6400, 8000 i 9600 bit/s. W trybie bez kodowania kanałowego modem mo e
pracowa z przepływno ci 12800 bit/s, nie jest to jednak zalecany tryb pracy. Ze wzgl du na
dostosowanie do transmitowania danych o wy szych przepływno ciach informacyjnych,
modem wykorzystuje bardziej zło one techniki modulacyjne i dłu sze bloki danych ni
modem przedstawiony w pkt. 3.1.
Modem wykorzystuje przeplot blokowy, który mo e by dostosowany do 6 ró nych
długo ci w zakresie od 0,12 s do 8,64 s oraz jeden rodzaj kodowania splotowego o sprawno ci
1/2 i stałej ograniczaj cej równej 7 (liczba komórek rejestru przesuwnego, z którego
20
zbudowany jest koder). Kodowanie w powi zaniu z operacj punktowania umo liwia
wytworzenie kodu blokowego o sprawno ci 3/4.
Informacje o wybranej przepływno ci informacyjnej i parametrach przeplotu s
przesyłane do modemu oddalonego jako cz
preambuły pocz tkowej; a nast pnie okresowo
potwierdzane w preambule powtarzalnej (reinserted).
3.2.1. Format ramki
Format ramki wykorzystywanej przez modem został przedstawiony na rys. 6. Ramka
rozpoczyna si od preambuły synchronizacyjnej o długo ci 287 symboli, po której nast puj
72 bloki danych o długo ci 256 symboli, transmitowane pomi dzy dwoma sekwencjami
treningowymi („mini-probes”) o długo ci 31 symboli (ramki danych). Ka da 72-ga sekwencja
„mini-probe” zast powana jest przez preambuł powtarzaln , okre lan jako „reinserted”,
której zadaniem jest ułatwienie wła ciwego odbioru danych (mi dzy innymi, umo liwienie
kompensacji przesuni cia Dopplera oraz zapewnienie synchronizacji).
Pocz tkowa preambuła synchronizacyjna - 287 symboli
Blok danych - 256 symboli
Sekwencja treningowa (mini-probe) - 31 symboli
Preambuła powtarzalna (reinserted) - 103 symbole
Rys. 6. Format ramki dla modemów o przepływno ciach powy ej 2400 bit/s.
3.2.1.1. Preambuła synchronizuj ca
Preambuła synchronizacyjna składa si z dwóch cz ci. Cz
pierwsza zawiera N
bloków zawieraj cych 184 symbole jak w przypadku modulacji 8PSK (niezale nie od tego,
jaki rodzaj modulacji stosuje modem podczas transmisji danych) wykorzystywanych
wył cznie przez układ automatycznej regulacji poziomu odbiornika radiowego i modemu.
Warto N mo e przyjmowa warto całkowit z zakresu od 0 do 7 (N=0 oznacza, e
pierwsza cz
preambuły nie jest nadawana).
Cz
druga składa si z 287 symboli (tabl. 13), z których pierwsze 184 symbole s
przeznaczone wył cznie do synchronizacji i kompensacji przesuni cia Dopplera, natomiast
pozostałe 103 symbole to tzw. preambuła reguluj ca. Niesie ona informacje o przepływno ci i
długo ci przeplotu. Symbole Di (i=0,1 lub 2) sumowane modulo 8 z ci gami Barkera (0, 4, 0,
4, 0, 0, 4, 4, 0, 0, 0, 0, 0) ustawiane s zgodnie z tabl. 14.
Odwzorowanie zastosowane przy tworzeniu tabl. 14 wykorzystuje po 3 bity dla
zdefiniowania przepływno ci i długo ci przeplotu (jako liczb ramek danych), zgodnie z
tabl. 15. Przepływno okre laj trzy starsze bity (MSB) wybrane z trzech duobitów, trzy bity
młodsze (LSB) tych duobitów definiuj długo przeplotu.
21
Tabl. 13. Preambuła synchronizacyjna.
1, 5, 1, 3, 6, 1, 3, 1, 1, 6, 3, 7, 7, 3, 5, 4, 3, 6, 6, 4, 5, 4, 0,
2, 2, 2, 6, 0, 7, 5, 7, 4, 0, 7, 5, 7, 1, 6, 1, 0, 5, 2, 2, 6, 2, 3,
6, 0, 0, 5, 1, 4, 2, 2, 2, 3, 4, 0, 6, 2, 7, 4, 3, 3, 7, 2, 0, 2, 6,
4, 4, 1, 7, 6, 2, 0, 6, 2, 3, 6, 7, 4, 3, 6, 1, 3, 7, 4, 6, 5, 7, 2,
0, 1, 1, 1, 4, 4, 0, 0, 5, 7, 7, 4, 7, 3, 5, 4, 1, 6, 5, 6, 6, 4, 6,
3, 4, 3, 0, 7, 1, 3, 4, 7, 0, 1, 4, 3, 3, 3, 5, 1, 1, 1, 4, 6, 1, 0,
6, 0, 1, 3, 1, 4, 1, 7, 7, 6, 3, 0, 0, 7, 2, 7, 2, 0, 2, 6, 1, 1, 1,
2, 7, 7, 5, 3, 3, 6, 0, 5, 3, 3, 1, 0, 7, 1, 1, 0, 3, 0, 4, 0, 7, 3,
\
|
|
|
> 184 symbole
|
|
/
0, 0, 0, 0, 0, 2, 4, 6, 0, 4, 0, 4, 0, 6, 4, 2, 0, 0, 0, 0, 0, 2, 4, 6, 0, 4, 0, 4, 0, 6, 4, - 31 symboli
2,
(D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0 + 0, 4, 0, 4, 0, 0, 4, 4, 0, 0, 0, 0, 0) mod 8 \
(D1, D1, D1, D1, D1, D1, D1, D1, D1, D1, D1, D1, D1 + 0, 4, 0, 4, 0, 0, 4, 4, 0, 0, 0, 0, 0) mod 8 > 39 symb.
(D2, D2, D2, D2, D2, D2, D2, D2, D2, D2, D2, D2, D2 + 0, 4, 0, 4, 0, 0, 4, 4, 0, 0, 0, 0, 0) mod 8 /
6,
4, 4, 4, 4, 4, 6, 0, 2, 4, 0, 4, 0, 4, 2, 0, 6, 4, 4, 4, 4, 4, 6, 0, 2, 4, 0, 4, 0, 4, 2, 0 – 39 symboli
Tabl. 14. Warto ci symboli D0, D1, D2 w funkcji przepływno ci informacyjnej i długo ci
przeplotu.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
1
3200
4800
6400
8000
9600
12800
0,0,4
0,6,2
0,6,4
6,0,2
6,0,4
6,6,2*)
Długo
3
9
18
36
72
0,2,6
0,2,4
2,0,6
2,0,4
2,2,6
0,4,0
0,4,2
2,6,0
2,6,2
2,4,0
0,4,6
0,4,4
2,6,6
2,6,4
2,4,6
6,2,0
6,2,2
4,0,0
4,0,2
4,2,0
6,2,6
6,2,4
4,0,6
4,0,4
4,2,6
Rezerwa Rezerwa Rezerwa Rezerwa rezerwa
*) Przy przepływno ci 12800 bit/s długo
przeplotu.
przeplotu (liczba ramek)
przeplotu odpowiadaj c 1 ramce nale y interpretowa jako brak
Tabl. 15. Sekwencje bitów definiuj ce okre lone przepływno ci i długo ci przeplotu.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
Odwzorowanie
3-bitowe
Długo
przeplotu
Odwzorowanie
3-bitowe
Nazwa
Rezerwa
3200
4800
6400
8000
9600
12800
Rezerwa
000
001
010
011
100
101
110
111
Nielegal.
1 ramka
3 ramki
9 ramek
18 ramek
36 ramek
72 ramki
Nielegal.
000
001
010
011
100
101
110
111
Ultra krótki (US)
Bardzo krótki (VS)
Krótki (S)
redni (M)
Długi (L)
Bardzo długi (VL)
22
Faza kodu Barkera jest okre lana na podstawie warto ci duobitów uzyskanych w
wyniku transkodowania symboli D0, D1,D2, zgodnie z tabl. 14. W efekcie takiego
transkodowania 3 bity definiuj ce długo przeplotu s umieszczane w kwadraturze w
stosunku do 3 bitów okre laj cych przepływno informacyjn .
Przykład
Zgodnie z tabl. 14, przepływno ci 3200 bit/s i długo ci przeplotu 3 ramki odpowiada
sekwencja symboli 0, 2, 6. Po przekształceniu symboli na duobity (tabl. 16) sekwencja ta
odpowiada trzem parom bitów 00, 01, 10. Bity starsze (MSB) tworz warto 0, 0, 1; bity
młodsze (LSB) - warto 0, 1, 0. Warto ci te pozwalaj okre li na podstawie tabl. 15
przepływno informacyjn i długo przeplotu. Poniewa kod Barkera nie składa si z
równej liczby zer i jedynek, sekwencje 000 lub 111 wykazuj najwi ksze nie zrównowa enie.
W ka dej ze składowych kwadraturowych, zawieraj cych 39 symboli, mo e by takich
przypadków od 12 do 27. Z tego wzgl du te dwie warto ci (tabl. 15) zarezerwowane zostały
dla przyszłej standaryzacji wy szych przepływno ci informacyjnych wykorzystuj cych
bardziej zło one konstelacje ni stosowane w tym modemie.
Tabl. 16. Przekształcanie symboli na duobity.
Symbol
0
2
4
6
Duobit
00
01
11
10
3.2.1.2. Preambuła powtarzalna (reinserted)
Preambuła powtarzalna (tabl. 17) jest identyczna z ko cowymi 72 symbolami preambuły
synchronizacyjnej. W rzeczywisto ci ostatnie 103 symbole s wspólne dla obu tych preambuł,
poniewa preambuł powtarzaln bezpo rednio poprzedza 31 symboli sekwencji treningowej
(w tym przypadku mini-probe). Symbole D0, D1 i D2 maj takie samo znaczenie jak w
przypadku preambuły synchronizacyjnej (tabl. 14).
Tabl. 17. Preambuła powtarzalna (reinserted) poprzedzona sekwencj treningow .
0, 0, 0, 0, 0, 2, 4, 6, 0, 4, 0, 4, 0, 6, 4, 2, 0, 0, 0, 0, 0, 2, 4, 6, 0, 4, 0, 4, 0, 6, 4,
2,
(D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0, D0 + 0, 4, 0, 4, 0, 0, 4, 4, 0, 0, 0, 0, 0) Modulo 8
6,
4, 4, 4, 4, 4, 6, 0, 2, 4, 0, 4, 0, 4, 2, 0, 6, 4, 4, 4, 4, 4, 6, 0, 2, 4, 0, 4, 0, 4, 2, 0
3.2.1.3. Sekwencja treningowa (mini-probe)
Sekwencja treningowa (mini-probe) o długo ci 31 symboli wtr cana jest po ka dym 256cio symbolowym bloku danych i na ko cu ka dej preambuły. Oparta jest ona na powtarzalnej
sekwencji Frank-Heimillera, przy wykorzystaniu odwzorowania symbolowego 8PSK.
23
Wyró niamy dwa typy sekwencji mini-probe oznaczanych przez „+” i „-”. Sekwencja „+”
przedstawia si nast puj co (cyfry odpowiadaj numerom symboli modulacji 8PSK):
0, 0, 0, 0, 0, 2, 4, 6, 0, 4, 0, 4, 0, 6, 4, 2, 0, 0, 0, 0, 0, 2, 4, 6, 0, 4, 0, 4, 0, 6, 4.
Jej wersj odwrócon w fazie o 180 stopni jest sekwencja oznaczona „-”:
4, 4, 4, 4, 4, 6, 0, 2, 4, 0, 4, 0, 4, 2, 0, 6, 4, 4, 4, 4, 4, 6, 0, 2, 4, 0, 4, 0, 4, 2, 0.
W ramce wyst puj 73 sekwencje mini-probe dla 72 bloków danych. Sekwencj nr 0
stanowi ostatnie 31 symboli preambuły powtarzalnej (reinserted). Sekwencja nr 1 nast puje
po pierwszym bloku danych. Sekwencja nr 72 nast puje po 72 bloku danych i stanowi
pierwsze 31 symboli kolejnej preambuły reinserted. Sekwencje mini-probe o numerach 0 i 72
zostały zdefiniowane w preambule reinserted odpowiednio jako: ‘-‘ i ‘+’. Kolejno
wyst powania sekwencji mini-probe (oznaczonych jako MP n) w ramce została pokazana na
rys. 7.
MP 72
(+)
MP 71
Blok danych nr 71
MP 0
(-)
Blok danych nr 72
Blok danych nr 1
Preambuła powtarzalna
„reinserted”
Rys. 7. Kolejno
wyst powania sekwencji „mini-probe” w ramce.
Informacje o przepływno ci informacyjnej i długo ci przeplotu, zakodowane w
preambułach synchronizacyjnej i reinserted, s przesyłane równie przy wykorzystaniu
sekwencji mini-probe (MP). Sekwencje MP o numerach od 1 do 72 zostały zgrupowane w 4
zestawach: 1 do 18; 19 do 36; 37 do 54 oraz 55 do 72. S to zestawy po 18 MP i bloków
danych. Liczba 18 jest wielokrotno ci , b d podwielokrotno ci ilo ci bloków danych
podlegaj cych przeplotowi. Blok danych (256 symboli), który nast puje bezpo rednio po
18-tej MP w ka dym z pierwszych trzech zestawów jest równie pierwszym blokiem
przeplotu dla długo ci 1, 3, 9 i 18 ramek. Blok przeplotu 36-ramkowy rozpoczyna si po
drugim zestawie, a po czwartym zestawie nast puje preambuła powtarzalna (reinserted).
Wykorzystuj c oznaczenia sekwencji mini-probe (‘-‘ i ‘+’) mo na zakodowa informacj o
przepływno ci i długo ci przeplotu oraz numerze aktualnego zestawu. Jeden zestaw 18-tu
sekwencji mini-probe ma nast puj c posta :
- - - - - - - + S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 +.
Pocz tkowa sekwencja „- - - - - - - +” jednoznacznie okre la pocz tek odczytu dziewi ciu
warto ci Si. Warto ci oznaczone S0 do S5 przenosz informacj o przepływno ci i
parametrach przeplotu (tabl. 18), a warto ci S6 do S8 o aktualnym numerze zestawu (tabl. 19).
Warto ci S0 S1,S2 odpowiadaj warto ciom przepływno ci, a S3, S4, S5 długo ciom przeplotu
w tabl. 15 („+”odpowiada „0” a „-” „1”).
24
Tabl. 18. Warto ci S0 S1,S2, S3, S4, S5 w funkcji przepływno ci i długo ci przeplotu.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
3200
4800
6400
8000
9600
12800
Długo
1
++-+++-++++--++-++++-+-++--+++-
3
++-+-+
+-++-+
+--+-+
-+++-+
-+-+-+
9
++-+-+-++-+--+--+++--+-+--
18
++--++
+-+-++
+---++
-++-++
-+--++
36
++--++-+-++---+-++-+-+--+-
72
++---+
+-+--+
+----+
-++--+
-+---+
Tabl. 19. Warto ci S6 S7,S8, w zale no ci od numeru zestawu mini-probe.
1-18
++-
Zestaw „mini probe”
19-36
37-54
+-+
+--
55-72
-++
Cała sekwencja mini-probe ma zatem posta nast puj c :
[rp] - - - - - - - + S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 + - - - - - - - + S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8+- - - - - - + S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8+ - - - - - - - + S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 [rp]
gdzie [rp] reprezentuje 103 symbole preambuły reinserted.
3.2.2. Kodowanie kanałowe i przeplot
Modem wykorzystuje przeplot blokowy. W zwi zku z tym, dane wej ciowe poddawane
s równie procesowi kodowania kanałowego metod blokow . Rozmiar bloku bitów
wej ciowych musi odpowiada blokowi przeplotu. Tabl. 20 pokazuje liczb bitów w bloku
danych wej ciowych w funkcji przepływno ci informacyjnej i długo ci przeplotu. Okre lenia
„blok danych wej ciowych” nie nale y myli z 256-symbolowym blokiem danych, który jest
cz ci ramki danych. Bity z bloku danych wej ciowych s poddawane procesowi kodowania
i przeplotu przed wprowadzeniem do odpowiedniej liczby 256-symbolowych bloków danych
w ramkach danych, których liczba okre la długo przeplotu.
Tabl. 20. Liczba bitów w bloku danych wej ciowych.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
1
3
9
18
36
72
3200
384
1152
3456
6912
13824
27648
4800
576
1728
5184
10368
20736
41472
6400
768
2304
6912
13824
27648
55296
8000
960
2880
8640
17280
34560
69120
9600
1152
3456
10368
20736
41472
82944
Długo
25
Ka dy zakodowany blok danych jest poddawany operacji przeplotu w ramach bloku przeplotu
o takich samych rozmiarach. Granice tych bloków powinny by ustawiane w taki sposób, aby
pocz tek pierwszej ramki danych, nast puj cej po ka dej preambule powtarzalnej
(reinserted), pokrywał si z granic przeplotu. Tak wi c, w przypadku przeplotu o długo ci 3
ramek, pierwsze trzy ramki danych nast puj ce po preambule reinserted powinny zawiera
wszystkie zakodowane bity jednego bloku danych wej ciowych.
3.2.2.1. Kodowanie blokowe
Modem wykorzystuje kodowanie splotowe (full-tail-biting) o sprawno ci 1/2 i długo ci
wymuszonej 7 w poł czeniu z operacj punktowania dla wytworzenia kodu blokowego o
sprawno ci 3/4 i o długo ci równej długo ci przeplotu. Schemat blokowy kodera jest zgodny
z rys. 3, czyli stosowane s te same wielomiany generuj ce (1a) i (1b). Podobnie jak
poprzednio ka demu bitowi na wej ciu kodera odpowiadaj dwa bity wyj ciowe, przy czym
bit pochodz cy z górnej gał zi kodera [G1(x)] powinien wyst powa jako pierwszy.
W koderze została zastosowana technika okre lana angielsk nazw full-tail-biting.
Polega ona na tym, e na pocz tku kodowania ka dego bloku, rejestr przesuwny kodera
zostaje napełniony pierwszymi sze cioma bitami danych wej ciowych, bez wystawiania w
tym czasie bitów wyj ciowych. Te 6 bitów powinno by przechowywane, poniewa mog
by wykorzystane do „płukania” kodera. Pierwsze dwa bity wyj ciowe kodera s wytwarzane
po wprowadzeniu do rejestru siódmego bitu wej ciowego. S to dwa pierwsze bity
wynikowego kodu blokowego. Po zakodowaniu ostatniego bitu wej ciowego, nast puje
kodowanie sze ciu pierwszych bitów przechowywanych w pami ci. W tym czasie rejestr
przesuwny kodera nie powinien zmienia stanu, tzn. powinien by napełniony ostatnimi
siedmioma bitami danych wej ciowych. Sze zapami tanych bitów wej ciowych wpisuje si
do rejestru pojedynczo, pocz wszy od bitu najwcze niejszego. W ten sposób proces
kodowania jest kontynuowany i na wyj ciu pojawiaj si dwa bity zakodowane dla ka dego z
sze ciu bitów wej ciowych.
Poniewa sprawno kodowania wynosi 1/2, blok bitów zakodowanych jest dokładnie dwa
razy wi kszy od bloku bitów wej ciowych. Procedura „punktowania”, poprzedzaj ca
przekazanie zakodowanego wektora danych do układu przeplotu, ma na celu uzyskanie
sprawno ci kodowania 3/4.
Operacja punktowania polega na wykluczaniu z transmisji jednej trzeciej liczby bitów,
poprzez zastosowanie maski 111001 nakładanej na ci g bitów wyj ciowych kodera
splotowego. Sekwencja bitów generowana przez koder:
G1(k), G2(k), G1(k+1), G2(k+1), G1(k+2), G2(k+2) ....,
zostaje w wyniku punktowania, przekształcona na nast puj c :
G1(k), G2(k), G1(k+1), G2(k+2) ......
3.2.2.2. Operacja przeplotu
Jak pokazuje Tabl. 20, istnieje 30 kombinacji przepływno ci informacyjnych i długo ci
przeplotu. Z tego wzgl du wymagana jest struktura układu przeplotu bardziej elastyczna ni
w przypadku modemu przedstawionego w pkt. 3.1. Operacja przeplotu wykonywana jest przy
pomocy jednowymiarowej tablicy o rozmiarach równych liczbie bitów w bloku danych na
wyj ciu kodera. Rozmiary tej tablicy zale
zarówno od długo ci przeplotu jak i
przepływno ci informacyjnej, co przedstawia tabl. 21.
26
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
1
3200
4800
6400
8000
9600
512
768
1024
1280
1536
Długo przeplotu (liczba ramek)
3
9
18
36
Rozmiar tablicy przeplotu (bity)
1536
4608
9216
18432
2304
6912
13824 27648
3072
9216
18432 36864
3840
11520 23040 46080
4608
13824 27648 55296
72
36864
55296
73728
92160
110592
Zakodowany blok bitów (po operacji punktowania) jest wprowadzany do tablicy przeplotu
pocz wszy od pozycji 0. Pozycje dla kolejnych bitów s wyznaczane przez dodanie do
numeru poprzedniej pozycji tzw. wska nika inkrementacji, którego warto ci s okre lone na
podstawie tabl. 22. Oznacza to, e je eli pierwszy bit bloku oznaczymy B(0), to pozycj
zapisu bitu n-tego B(n) mo na wyznaczy z nast puj cej zale no ci:
B(n) = (n * ”wska nik inkrementacji”) modulo (rozmiar tablicy w bitach).
Przykładowo, dla przepływno ci 3200 bit/s i długo ci przeplotu 1 (rozmiar tablicy 512 bitów),
pierwszych 8 pozycji zapisu przedstawia si nast puj co: 0, 97, 194, 291, 388, 485, 70 i 167.
Tabl. 22. Warto ci wska nika inkrementacji.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
Długo
1
3200
97
229
805
4800
145
361
6400
189
8000
9600
3
9
18
36
72
1393
3281
6985
1045
2089
5137
10273
481
1393
3281
6985
11141
201
601
1741
3481
8561
14441
229
805
2089
5137
10273
17329
Wska nik inkrementacji
Wyprowadzanie bitów z tablicy przeplotu, dla wszystkich przepływno ci i długo ci
przeplotu, odbywa si w sposób liniowy od pocz tku (pozycja 0) do ko ca tablicy.
3.2.3. Skrambler
Procedura skramblingu w modemie jest uzale niona od rodzaju modulacji zastosowanej
do transmisji danych o okre lonej przepływno ci informacyjnej (tabl. 23). We wszystkich
przypadkach jest wykorzystywany generator sekwencji skramblingowej opisany
wielomianem:
x9 + x4 + 1
(2)
inicjalizowany warto ci 1 na pocz tku ka dej ramki danych (rys. 8). Dla modulacji 8PSK
(3200 bit/s i 4800 bit/s) polega ona na sumowaniu modulo 8 warto ci symbolu z warto ci
27
wytworzon przez generator sekwencji skramblingowej na jego trzech młodszych bitach
(najmłodszy bit rejestru, to najmniej znacz cy bit liczby binarnej).
Inicjalizacja
0
0
0
x8
x7
0
x6
0
x5
0
x4
0
x3
0
x2
1
x1
Sekwencja
skramblingowa
Rys. 8. Generator sekwencji skramblingowej (przykład dla 8PSK).
Przykładowo, je eli warto wygenerowana przez rejestr przesuwny wynosi 010 a numer
symbolu przed skramblingiem wynosił 6 to nadany zostanie symbol 0, poniewa :
(6+2) modulo 8 = 0.
W przypadku modulacji 16QAM realizowana jest operacja XOR 4-bitowego symbolu z
czterema młodszymi bitami wygenerowanymi przez rejestr. Przykładowo, je eli warto
wygenerowana przez rejestr przesuwny wynosi 0101 a numer symbolu przed skramblingiem
wynosił 3 (0011) to nadany zostanie symbol 6 (0110).
Odpowiednio dla modulacji 32QAM operacja dokonywana jest na 5-bitowych symbolach
i pi ciu młodszych bitach rejestru przesuwnego, a dla 64QAM, 6-bitowych symbolach i
sze ciu młodszych bitach rejestru. Po ka dej operacji skramblingu pojedynczego symbolu
musi nast pi przesuni cie zawarto ci rejestru: 3 razy dla 8PSK, 4 razy dla 16QAM, 5 razy
dla 32QAM i 6 razy dla 64QAM. Pierwszy symbol danych w ka dej ramce jest poddawany
operacji skramblingu przy wykorzystaniu odpowiedniej liczby bitów sekwencji
inicjalizuj cej: 00000001 (inicjalizacja po ka dym 256-bitowym bloku danych).
Długo sekwencji skramblingowej wynosi 511 bitów (29-1). Nie dokonuje si operacji
skramblingu na preambułach.
3.2.4. Modulacja
W modemie powinna by stosowana jedna szybko modulacji dla wszystkich symboli
transmisyjnych wynosz ca 2400 symboli/s. W przypadku generowania zegara nadawczego
przez modem, szybko ta powinna by utrzymywana z dokładno ci nie gorsz ni ±0,24
symboli/s (10 ppm). Symbole transmisyjne powinny modulowa przebieg sinusoidalny (lub
par takich przebiegów pozostaj cych wzgl dem siebie w kwadraturze, w przypadku QAM) o
cz stotliwo ci nominalnej 1800 Hz, generowanej z dokładno ci 10 ppm (±0,018 Hz).
W przypadku symboli wszystkich danych steruj cych modem stosuje modulacj 8PSK,
zgodnie z tabl. 24 i rys. 9. Symbole te przed procesem modulacji nie podlegaj operacji
skramblingu.
28
Rodzaj modulacji zastosowanej do transmisji symboli danych u ytkownika, zale y od
przepływno ci informacyjnej (tabl. 23).
Tabl. 23. Rodzaje modulacji obowi zuj ce przy poszczególnych przepływno ciach
informacyjnych.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
3200
4800
6400
8000
9600
12800
Rodzaj
modulacji
QPSK
8PSK
16QAM
32QAM
64QAM
64QAM
3.2.4.1. Modulacja PSK
Odwzorowanie symboli modulacji 8PSK zostało przedstawione w tabl. 24 i rys. 9. W
przypadku przepływno ci 3200 bit/s (modulacja QPSK), dwa kolejne bity (duobity) danych
u ytkownika s przyporz dkowywane symbolom modulacji 8PSK, zgodnie z tabl. 25.
Tabl. 24. Składowe synfazowa i kwadraturowa symboli modulacji 8 PSK.
Symbol
Faza
0
1
2
3
4
5
6
7
0
/4
/2
3 /4
5 /4
3 /2
7 /4
Składowa
synfazowa
Składowa
kwadraturowa
1,000000
0,707107
0,000000
-0,707107
-1,000000
-0,707107
0,000000
0,707107
0,000000
0,707107
1,000000
0,707107
0,000000
-0,707107
-1,000000
-0,707107
Rys. 9. Konstelacja symboli modulacji 8PSK.
29
Tabl. 25. Przyporz dkowanie symboli 8PSK duobitom (3200 bit/s).
Duobit
00
01
11
10
Symbol
0
2
4
6
Tabl. 26 pokazuje przyporz dkowanie kolejnych trzech bitów (tribitów) danych
u ytkownika poszczególnym symbolom modulacji 8PSK, stosowane przy przepływno ci
informacyjnej 4800 bit/s.
Tabl. 26. Przyporz dkowanie symboli 8PSK tribitom (4800 bit/s).
Tribit
000
001
010
011
100
101
110
111
Symbol
1
0
2
3
6
7
5
4
3.2.4.2. Modulacja QAM
Numery symboli modulacji QAM odpowiadaj sekwencjom bitów danych u ytkownika.
Sekwencja czterech (16QAM), pi ciu (32QAM) lub sze ciu (64QAM) kolejnych bitów
odwzorowywana jest bezpo rednio w postaci symbolu modulacji QAM. Przykład takiego
odwzorowania przedstawia si nast puj co:
4 bity 0111
symbol 7 (16QAM);
6 bitów 100011
symbol 35 (64QAM).
Konstelacja modulacji 16QAM została pokazana na rys. 10, w tabl. 27 okre lone zostały
warto ci składowych synfazowej i kwadraturowej poszczególnych symboli tej modulacji.
Rys. 10. Konstelacja symboli modulacji 16QAM.
30
Tabl. 27. Składowe synfazowa i kwadraturowa symboli modulacji 16QAM.
Symbol
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
Składowa
synfazowa
0,866025
0,500000
1,000000
0,258819
-0,500000
0,000000
-0,866025
-0,258819
0,500000
0,000000
0,866025
0,258819
-0,866025
-0,500000
-1,000000
-0,258819
Składowa
kwadraturowa
0,500000
0,866025
0,000000
0,258819
0,866025
1,000000
0,500000
0,258819
-0,866025
-1,000000
-0,500000
-0,258819
-0,500000
-0,866025
0,000000
-0,258819
Konstelacja modulacji 32QAM została pokazana na rys. 11, w tabl. 28 zostały
okre lone warto ci składowych synfazowej i kwadraturowej poszczególnych symboli tej
modulacji.
31
Symbol
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
Składowa
synfazowa
0,866380
0,984849
0,499386
0,173415
0,520246
0,520246
0,173415
0,173415
-0,866380
-0,984849
-0,499386
-0,173415
-0,520246
-0,520246
-0,173415
-0,173415
Składowa
kwadraturowa
0,499386
0,173415
0,866380
0,984849
0,520246
0,173415
0,520246
0,173415
0,499386
0,173415
0,866380
0,984849
0,520246
0,173415
0,520246
0,173415
Symbol
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
Składowa
synfazowa
0,866380
0,984849
0,499386
0,173415
0,520246
0,520246
0,173415
0,173415
-0,866380
-0,984849
-0,499386
-0,173415
-0,520246
-0,520246
-0,173415
-0,173415
Składowa
kwadraturowa
-0,499386
-0,173415
-0,866380
-0,984849
-0,520246
-0,173415
-0,520246
-0,173415
-0,499386
-0,173415
-0,866380
-0,984849
-0,520246
-0,173415
-0,520246
-0,173415
Konstelacja modulacji 64QAM została pokazana na rys. 12, w tabl. 29 okre lone zostały
warto ci składowych synfazowej i kwadraturowej poszczególnych symboli tej modulacji.
32
Symbol
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
Składowa
Składowa
synfazowa kwadraturowa
1,000000
0,000000
0,822878
0,568218
0,821137
0,152996
0,932897
0,360142
0,000000
-1,000000
0,822878
-0,568218
0,821137
-0,152996
0,932897
-0,360142
0,568218
0,822878
0,588429
0,588429
0,588429
0,117686
0,588429
0,353057
0,568218
-0,822878
0,588429
-0,588429
0,588429
-0,117686
0,588429
-0,353057
0,152996
0,821137
0,117686
0,588429
0,117686
0,117686
0,117686
0,353057
0,152996
-0,821137
0,117686
-0,588429
0,117686
-0,117686
0,117686
-0,353057
0,360142
0,932897
0,353057
0,588429
0,353057
0,117686
0,353057
0,353057
0,360142
-0,932897
0,353057
-0,588429
0,353057
-0,117686
0,353057
-0,353057
Symbol
32
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
62
63
Składowa
synfazowa
0,000000
-0,822878
-0,821137
-0,932897
-1,000000
-0,822878
-0,821137
-0,932897
-0,568218
-0,588429
-0,588429
-0,588429
-0,568218
-0,588429
-0,588429
-0,588429
-0,152996
-0,117686
-0,117686
-0,117686
-0,152996
-0,117686
-0,117686
-0,117686
-0,360142
-0,353057
-0,353057
-0,353057
-0,360142
-0,353057
-0,353057
-0,353057
Składowa
kwadraturowa
1,000000
0,568218
0,152996
0,360142
0,000000
-0,568218
-0,152996
-0,360142
0,822878
0,588429
0,117686
0,353057
-0,822878
-0,588429
-0,117686
-0,353057
0,821137
0,588429
0,117686
0,353057
-0,821137
-0,588429
-0,117686
-0,353057
0,932897
0,588429
0,117686
0,353057
-0,932897
-0,588429
-0,117686
-0,353057
3.3. Modem wykorzystuj cy dwa kanały (dwie niezale ne wst gi no ne)
Modem ten jest przeznaczony do pracy w dwóch kanałach radiowych HF, przy
wykorzystaniu dwóch niezale nych wst g bocznych pojedynczej cz stotliwo ci no nej.
Modem stosuje takie same rodzaje modulacji jak modemy opisane w pkt. 3.1 i pkt. 3.2 i
umo liwia transmisj danych z przepływno ci informacyjn od 9600 do 19200 bit/s.
Informacje o przepływno ci informacyjnej i parametrach przeplotu s przesyłane w
preambule pocz tkowej, a nast pnie potwierdzane w preambule powtarzalnej (reinserted) i
sekwencjach treningowych (mini-probe).
Na rys. 13 pokazano schemat podł czenia modemu wykorzystuj cego dwie niezale ne wst gi
boczne („górn ” - kanał 0 i „doln ” - kanał 1) wyposa enia radiowego.
33
Modulator
Koder
De
Mux
Modulator
Kan. 1
Kan. 0
Kan. 1
Radio
Radio
Kan. 0
Demodulator
Mux
Dekoder
Demodulator
Rys. 13. Modem wykorzystuj cy dwie wst gi boczne.
3.3.1. Format ramki
Modem stosuje generalnie format ramki opisany w pkt. 3.2.1. Jedyne ró nice wyst puj
w sposobie wykorzystania symboli D0, D1, D2 do przenoszenia informacji o przepływno ci i
parametrach przeplotu. Trzy bity definiuj ce w modemie jednokanałowym przepływno
(patrz tabl. 15) ustawiane s na warto 000, natomiast trzy bity okre laj ce długo przeplotu
kodowane s zgodnie z tabl. 30. Jak wida te same bity w kanale 0 słu do przenoszenia
informacji o przepływno ci, a w kanale 1 o długo ci przeplotu.
Tabl. 30. Kodowanie informacji o przepływno ci i przeplocie w modemie dwukanałowym.
Kanał 0
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
9600
12800
16000
19200
D0, D1, D2
Odwzorowanie
3-bitowe
0, 0, 2
0, 2, 0
0, 2, 2
2, 0, 0
001
010
011
100
Kanał 1
Długo
przeplotu
D0, D1, D2
Odwzorowanie
3-bitowe
Ultra krótki
Bardzo krótki
Krótki
redni
Długi
Bardzo długi
0, 0, 2
0, 2, 0
0, 2, 2
2, 0, 0
2, 0, 2
2, 2, 0
001
010
011
100
101
110
3.3.2. Kodowanie i przeplot
Kodowanie i przeplot s realizowane na zasadach przedstawionych w pkt. 3.2. Rozmiary
bloku danych wej ciowych w zale no ci od przepływno ci i długo ci przeplotu zostały
przedstawione w tabl. 31, która jest naturalnym przedłu eniem tabl. 20.
34
Tabl. 31. Rozmiary bloku danych wej ciowych.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
1
3
9
18
9600
12800
16000
19200
1152
1536
1920
2304
3456
4608
5760
6912
10368
13824
17280
20736
20736
27648
34560
41472
Długo
36
41472
55296
69120
82944
72
82944
110592
138240
165888
Tabl. 32 i tabl. 33 przedstawiaj odpowiednio rozmiary tablicy przeplotu i warto
inkrementacji w zale no ci od przepływno ci informacyjnej i długo ci przeplotu.
wska nika
Przepływno
Modulacja informacyjna
[bit/s]
Długo
1 ramka
3 ramki
9 ramek
przeplotu
18 ramek 36 ramek 72 ramki
8 PSK
9600
1536
4608
13824
27648
55296
110592
16QAM
12800
2048
6144
18432
36864
73728
147456
32QAM
16000
2560
7680
23040
46080
92160
184320
64QAM
19200
3072
9216
27648
55296
110592
221184
Tabl. 33. Warto ci wska nika inkrementacji.
Przepływno
Modulacja informacyjna
[bit/s]
Długo
1 ramka
3 ramki
9 ramek
przeplotu
18 ramek 36 ramek 72 ramki
8 PSK
9600
229
805
2089
5137
10273
17329
16QAM
12800
363
1303
3281
6985
11141
28007
32QAM
16000
453
1343
3481
8561
14441
34907
64QAM
19200
481
1393
5137
10273
17329
47069
Wyprowadzanie bitów z tablicy przeplotu, dla wszystkich przepływno ci, odbywa si w
sposób liniowy, rozpoczynaj c od pozycji o numerze 0. Kolejne wyprowadzane bity
przekazywane s naprzemiennie do układów formowania symboli kanału 0 i kanału 1. Bity
wyprowadzane z pozycji o numerach parzystych (0, 2, 4....) trafiaj do kanału 0, z pozycji o
numerach nieparzystych (1, 3, 5....) do kanału 1.
3.3.3. Modulacja
Modem wykorzystuje modulacje PSK i QAM zdefiniowane w pkt. 3.2. W ka dym z
dwóch kanałów modemu jest stosowana niezale na modulacja. W obu kanałach obowi zuje
ten sam rodzaj modulacji, zale ny od przepływno ci informacyjnej (tabl. 34).
35
Tabl. 34. Modulacja stosowana w obu kanałach modemu.
Przepływno
Sprawno
Modulacja kodowania informacyjna
[bit/s]
8 PSK
3/4
9600
16QAM
3/4
12800
32QAM
3/4
16000
64QAM
3/4
19200
3.4. Zestawienie ko cowe
Poni ej zostały zestawione mo liwo ci transmisyjne modemu spełniaj cego wymagania
przedstawione w pkt 3.
Tabl. 35. Zestawienie parametrów transmisyjnych opisywanych standardów.
Przepływno
informacyjna
[bit/s]
75
Efektywna
sprawno
kodowania
1/2
Przepływno
transmisyjna
[bit/s]
150
150
1/8
1200
8PSK
300
1/4
1200
8PSK
600
1/2
1200
8PSK
1200
1/2
2400
8PSK
2400
1/2
4800
8PSK
4800
Bez kod.
4800
8PSK
3200
3/4
2400
QPSK
4800
3/4
2400
8PSK
6400
3/4
2400
16QAM
8000
3/4
2400
32QAM
9600
3/4
2400
64QAM
12800
3/4
2400
64QAM
9600
3/4
2x2400
8PSK
12800
3/4
2x2400
16QAM
16000
3/4
2x2400
32QAM
19200
3/4
2x2400
64QAM
36
Typ
modulacji
Uwagi
8PSK
Pkt. 3.1
Pkt. 3.2.
Pkt. 3.3.
(dwie wst gi
boczne)
4. Demodulacja i detekcja
Niezwykle wa nym blokiem funkcjonalnym toru nadawczo odbiorczego modemu jest
człon demodulacji i detekcji. Niestety człon ten nie jest specyfikowany w dokumentach
standaryzacyjnych, gdy stanowi rozwi zania autorskie producentów modemów [5], [14],
[16], [23]. Dobrze zaprojektowany blok demodulacji i detekcji zapewnia odpowiedni jako
transmisji w kanale radiokomunikacyjnym. W zwi zku z tym, niniejszy rozdział jest
po wiecony temu zagadnieniu.
W pierwszej kolejno ci zdefiniujmy poj cie demodulacji oraz detekcji w cyfrowych
systemach radiokomunikacyjnych. Demodulacja jest to proces odwrotny do modulacji, to
znaczy nast puje odtworzenie wiadomo ci (informacji) z sygnału odebranego, którego
podstawowym składnikiem jest nadany sygnał zmodulowany. W wyniku demodulacji widmo
sygnału moduluj cego zostaje ponownie przeniesione do pasma podstawowego. W systemach
analogowych jest to proces ko cowy zwi zany z odtworzeniem nadanej wiadomo ci. W
systemach cyfrowych, w których wiadomo stanowi sygnały elementarne (w najprostszym
przypadku sygnały elementarne nale do zbioru dwuelementowego {0,1}), niezb dnym po
demodulacji procesem jest detekcja, czyli podj cie decyzji o nadanym sygnale
elementarnym [4].
W modemach radiowych, pracuj cych w pa mie HF, mamy do czynienia z
kluczowaniem fazy 4-PSK, 8-PSK lub z kwadraturow modulacj amplitudy 16-QAM,
32-QAM i 64-QAM. Odebrany sygnał jest przetransformowany z pasma HF do pasma
podstawowego, ograniczonego do ok. 3 kHz. Zastosowane modulacje s modulacjami
koherentnymi, zatem demodulacja odebranych sygnałów opiera si na metodach
koherentnych. Wymaga to odtworzenia cz stotliwo ci modulowanej oraz fazy w oscylatorze
lokalnym odbiornika. Demodulator wraz z detektorem dokonuj estymacji odebranego
symbolu na podstawie odebranego sygnału. W pierwszej kolejno ci, wytwarza si najlepsz
obserwacj sygnału odebranego y(t) do postaci yi, a nast pnie, na podstawie tego wyniku oraz
wiedzy o zastosowanej modulacji dokonuje si estymacji nadanego symbolu m , czyli
detekcji (patrz rys. 14). Podstawowym kryterium działania odbiornika jest minimalizacja
prawdopodobie stwa bł dnego odebrania symbolu.
y(t)
yi
Demodulator
Estymator
symbolu
(detektor)
∧
m
Rys. 14. Ogólny schemat blokowy demodulatora wraz z detektorem.
∧
Oznaczenia: yi(t) – sygnał odebrany, yi – reprezentacja sygnału odebranego, m - estymata
nadanego symbolu.
Prawdopodobie stwo bł dnego odebrania symbolu jest okre lone zale no ci :
Pe =
gdzie:
M
i =1
∧
P ( m ≠ mi ) ⋅ P ( mi )
∧
m - estymata nadanego symbolu wypracowana w odbiorniku,
mi - i-ty symbol nadany (i = 1, 2, ..., M),
P(mi ) - prawdopodobie stwo a priori nadania i-tego symbolu,
37
(3)
∧
P ( m ≠ mi ) - prawdopodobie stwo warunkowe bł dnego wyznaczenia estymaty
nadania i-tego symbolu.
∧
Minimalizacja prawdopodobie stwa P(m ≠ mi ) dla ka dego i (i = 1,..., M) jest
równowa na, maksymalizacji warunkowego prawdopodobie stwa podj cia decyzji nadania
symbolu mi , gdy dokonano obserwacj yi i-tego sygnału nadanego. Reguła ta nosi nazw
reguły maksymalnego prawdopodobie stwa a posteriori (MAP). Sygnał odebrany y(t) jest
obserwowany w odbiorniku przez przedział czasu transmisji sygnału elementarnego si(t)
zwi zanego z transmisj symbolu mi. Czas ten wynosi T.
Korzystaj c z reguły MAP, optymalny odbiornik estymuje nadany symbol na
podstawie wyznaczenia maksymalnej warto ci wyra enia:
T
ln P(mi y (t )) = y (t ) ⋅ qi (t ) ⋅ dt −
0
T
1
si (t ) ⋅ qi (t ) ⋅ dt + ln P(mi ) , dla i = 1, 2, ..., M
20
(4)
gdzie: P ( mi y (t )) - prawdopodobie stwo warunkowe nadania symbolu mi gdy odebrano
sygnał y (t ) ,
qi (t ) - ortonormalna funkcja bazowa skojarzona z sygnałem elementarnym si (t ) ,
P (mi ) - prawdopodobie stwo a priori nadania i-tego symbolu.
T
Wyra enie Ci =
1
si (t ) ⋅ qi (t ) ⋅ dt + ln P (mi ) jest warto ci stał dla danego symbolu mi i nie
20
T
zale y od odebranego sygnału. Wyra enie
y (t ) ⋅ qi (t ) ⋅ dt zale y od odebranego sygnału i
0
jest wynikiem korelacji sygnału odebranego y (t ) z funkcj bazow qi (t ) zwi zan z
nadanym symbolem mi . Identyczny wynik mo na uzyska korzystaj c z filtru dopasowanego
do funkcji bazowej powi zanej z nadanym symbolem, odczytuj c wyj cie filtru w chwili
czasowej T. Odpowied impulsowa filtru dopasowanego jest dana zale no ci :
hi (t ) = qi (T − t ) , dla i =1, 2, ..., M
(5)
Optymalny odbiornik pracuj cy zgodnie z reguł MAP wyznacza warto
maksymaln prawdopodobie stwa P(mi y (t )) przy pomocy dwóch metod. Jedna metoda
polega na wykorzystaniu korelatorów, natomiast druga metoda korzysta z filtrów
dopasowanych. Na rys. 15 przedstawiono schemat odbiornika optymalnego wykorzystuj cego
reguł decyzyjn MAP.
38
a)
q1(t)
C1
d
((⋅⋅)) dt
t
0
0
q2(t)
C2
TT
d
((⋅⋅)) dt
t
0
0
y(t)
qM (t)
CM
TT
d
((⋅⋅)) dt
t
0
Wybór zmiennej - maksymalna warto
TT
∧
m
Decyzja
0
b)
T
⋅) dt
q 1((T-t)
0
C2
y(t)
q 2(T-t)
⋅) dt
0
CM
T
qM
(⋅(T-t)
) dt
0
Wybór zmiennej - maksymalna warto
C1
∧
m
Decyzja
Rys. 15. Schemat odbiornika realizuj cy regule MAP przy wykorzystaniu
a) bloku korelatorów i b) filtrów dopasowanych
4.1. Modulacja wielowarto ciowa PSK
W przypadku wielowarto ciowej modulacji PSK, faza fali no nej w przedziale czasu
2 ⋅π
<0,T> przybiera jedn z M warto ci fazy i przyjmuje warto ϕ i =
(i − 1) , i =1, 2, ..., M.
M
Cz stotliwo fali no nej wynosi f c = n / T , gdzie n jest ustalon warto ci całkowit .
Ogólna posta sygnału elementarnego w wielowarto ciowej modulacji PSK przyjmuje posta :
si (t ) = a ⋅ cos(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t + ϕ i ) , dla i=1, 2, ..., M oraz 0≤ t ≤T
(6)
Powy sz posta sygnału elementarnego mo na przedstawi w nast puj cej postaci:
si (t ) = a ⋅ cos(ϕ i ) ⋅ cos(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t ) − a ⋅ sin(ϕ i ) ⋅ sin(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t )
39
(7)
W tym przypadku funkcje bazowe przyjmuj posta :
q1 (t ) = cos(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t )
(8a)
q2 (t ) = sin(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t ) , dla 0≤ t ≤T
(8b)
Demodulator koherentny modulacji MPSK przyjmuje posta jak na rys. 16.
T
( ⋅ ) dt
∧
a
y1
0
cos(2πfct)
y(t)
Odzyskiw anie
cz stotliw o ci
i fazy no nej
Odzyskiw anie
synchronizacji - T
∧
arctg b∧
a
∧
ϕ
-sin(2πfct)
T
( ⋅ ) dt
Por ów nanie
∧
ϕi − ϕ
∧
m
Wybór w arto ci
minimalnej
y2
∧
0
b
Rys. 16. Schemat blokowy demodulatora i detektora M-PSK.
Estymacja odebranego symbolu polega na okre leniu warto ci fazy na podstawie
zdemodulowanego sygnału, a nast pnie na wyznaczeniu fazy sygnału wysyłanego, która jest
najbli sza warto ci zdekodowanej i przyj cie jej za podstaw do estymacji nadanego
symbolu.
4.2. Modulacja wielowarto ciowa QAM
W przypadku wielowarto ciowej modulacji QAM fala no na podlega zarówno
modulacji amplitudy jak i fazy. W tego typu modulacji, składowa synfazowa oraz
kwadraturowa s modulowane niezale nie. Składowa synfazowa oraz kwadraturowa
podlegaj wielowarto ciowej modulacji amplitudy i niezale nie przybieraj jedn z M
warto ci ai oraz bi (i = 1, 2, ..., M), w przedziale czasu <0, T>. Cz stotliwo fali no nej
wynosi f c = n / T , gdzie n jest ustalon warto ci całkowit . Ogólna posta sygnału
zmodulowanego M-QAM przyjmuje posta :
si (t ) = ai ⋅ cos(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t ) + bi ⋅ sin( 2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t ) , dla i = 1, 2, ..., M oraz 0≤ t ≤T
(9)
W tym przypadku funkcje bazowe przyjmuj posta :
q1 (t ) = cos(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t ) ,
(10a)
q2 (t ) = sin(2 ⋅ π ⋅ f c ⋅ t ) dla 0≤ t ≤T
(10b)
Demodulator koherentny M-QAM przyjmuje posta jak na rys. 17.
40
T
0
(⋅ ) dt
y1
Por ów nanie
∧
∧
a
ai - a
Wybór w arto ci
minimalnej
cos(2πfct)
y(t)
Odzyskiw anie
cz stotliw o ci
i fazy no nej
Okre lenie
punktu
konstelacji
Odzyskiw anie
synchronizacji - T
-sin(2πf ct)
T
0
(⋅ ) dt
y2
∧
m
Por ów nanie
∧
∧
b
bi - b
Wybór w arto ci
minimalnej
Rys. 17. Schemat blokowy demodulatora i detektora M-QAM.
4.3. Synchronizacja
Prawidłowy odbiór sygnałów zmodulowanych PSK i QAM wymagaj stosowania
koherentnych metod demodulacji. Wymaga to spełnienia po stronie odbiorczej nast puj cych
warunków:
• odtworzenia cz stotliwo ci i fazy pocz tkowej fali,
• zapewnienia synchronizacji na poziomie pojedynczych symboli,
• synchronizacji pakietowej wymaganej do prawidłowego odtworzenia nadanej informacji
(prawidłowa realizacja deskramblingu i rozplotu)
4.3.1. Odzyskiwanie cz stotliwo ci i fazy fali no nej
Odtwarzanie fali no nej w odbiorniku polega na synchronizacji lokalnego generatora z
odbieranym sygnałem. Istniej nast puj ce metody odtwarzania fali no nej mo liwe do
stosowania w modulacjach M warto ciowych:
• metoda powielania cz stotliwo ci,
• metoda z bezpo redni estymacj fazy (decision-direct phase estimation),
• metoda p tli fazowej ze sprz eniem zwrotnym decyzyjnym DFPLL (Decision-Feedback
Phase-Locked Loop).
Metoda odtwarzania fali no nej oparta na powielaniu cz stotliwo ci została
przedstawiona na rys. 18. Metoda ta polega na powielaniu odebranego sygnału tyle razy ile ile
wynosi warto ciowo modulacji M.
y(t)
fc
Uk ład
mno cy
przez M
Filtr pasmow y
dostrojony
do Mfc
Detektor
fazy
Filtr p tli
fazow ej
VCO
f v=Mf c
Układ
dziel cy
przez M
sin(2πfct)
Rys. 18. Metoda odtwarzania fali no nej oparta na powielaniu cz stotliwo ci.
41
Natomiast cz stotliwo
własna generatora fv powinna by tak dobrana, aby
cz stotliwo Mfc znajdowała si w zakresie ledzenia p tli fazowej. Dzielenie cz stotliwo ci
własnej generatora lokalnego przez warto mno nika M daje w wyniku cz stotliwo fali
2 ⋅π ⋅ k
no nej z faz okre lon z dokładno ci do
(dla k = 1, 2, ..., M). Bł d wyznaczenia
M
fazy przy stosowaniu tej metody mo e by istotny dla demodulacji sygnałów zmodulowanych
PSK i QAM.
Metoda odtwarzania fali no nej z bezpo redni estymacj fazy polega na wykorzystaniu
w p tli fazowej sygnału b d cego wynikiem korelacji sygnału wej ciowego z generowanym
lokalnie sygnałem sinusoidalnym. Sygnał ten jest proporcjonalny do warto ci sinusa ró nicy
fazy estymowanej i fazy sygnału odbieranego. Na rys. 19 jest pokazany schemat blokowy
układu odzyskiwania fazy no nej według metody bezpo redniej estymacji fazy.
T
y(t)
fc
0
VCO
f v= f c
( ⋅ ) dt
Synchronizacja - T
sin(2πfct)
Rys. 19. Metoda odtwarzania fazy fali no nej oparta na bezpo redniej estymacji fazy.
Metoda z wykorzystaniem p tli fazowej ze sprz eniem zwrotnym decyzyjnym DFPLL
zapewnia dobr jako dla demodulacji wielowarto ciowych sygnałów PSK. Sygnał bł du
steruj cy lokalnym generatorem VCO jest proporcjonalny do ró nicy fazy wst pnej sygnału
odbieranego oraz fazy wst pnej sygnału generowanego w VCO. Na rys. 20 przedstawiono
schemat odtwarzania fali no nej w oparciu o p tl fazow ze sprz eniem zwrotnym
zastosowanym do wielowarto ciowej modulacji PSK. Metod t mo na w prosty sposób
adaptowa dla potrzeb wielowarto ciowej modulacji QAM. Zmianie podlega sposób
okre lenia fazy ϕi oraz uniezale nienia sygnału bł du od amplitudy sygnału wej ciowego.
Zastosowanie sprz enia zwrotnego decyzyjnego do odtwarzania fali no nej zapewnia
lepsze działanie demodulatora ni stosowanie p tli Costas’a lub prostej p tli fazowej opartej o
metod powielania cz stotliwo ci.
42
Opó nienie
T
sin ϕ i
Filtr p tli
fazow ej
Synchronizacja
T
T
( ⋅ ) dt
VCO
y1
0
y(t)
cos(2πf ct)
∧
ϕ
-sin(2πfct)
T
(⋅ ) dt
arctg(y2/y 1)
y2
Porów nanie
∧
ϕi − ϕ
Wybór w arto ci
minimalnej
0
Synchronizacja
T
Opó nienie
T
sin ϕ i
Rys. 20. Metoda odtwarzania fali no nej oparta o p tl fazow ze sprz eniem zwrotnym
decyzyjnym, zastosowana do wielowarto ciowej modulacji PSK.
4.3.2. Odzyskiwanie synchronizacji symbolowej
Przy odbiorze cyfrowych sygnałów zmodulowanych istotn
role pełni
tzw. synchronizacja symbolowa lub takt symbolowy. W odbiorniku, co okres czasu T (lub co
odst p modulacji) podejmuje si decyzj o ka dym odebranym symbolu. St d, istotne jest
okre lenie momentu pobrania próbek sygnału w celu zapewnienia maksymalnej
wiarygodno ci decyzji.
W literaturze rozpatruje optymalne i suboptymalne układy odtwarzania synchronizacji
symbolowej. Do układów optymalnych zalicza si układy oparte na zasadzie maksimum
wiarygodno ci z lub bez sprz enia zwrotnego. Metody te s jednak stosunkowo
skomplikowane. Natomiast metody suboptymalne s mało zło one, a przez to realizowalne w
czasie rzeczywistym. Poni ej przedstawione b d dwie metody suboptymalne odtwarzania
taktu symbolowego.
Pierwsza metoda opiera si na odtworzeniu taktu symbolowego w układzie
nieliniowym. Korzysta si z faktu, e dane s wysyłane co okres T. Mo na wykaza , e
warto
rednia kwadratu modułu sygnału odebranego, jest sygnałem okresowym o okresie T
i pewnej fazie. Stosuj c filtr pasmowo przepustowy o cz stotliwo ci rodkowej 1/T mo na
wydzieli po dan cz stotliwo . Na rys. 21 pokazano układ nieliniowy odtwarzania taktu
symbolowego.
43
y(t)
[y(t)]2
Filtr
pasmow o-prze
pustow y
Filtr p tli
fazow ej
VCO
Takt
symbolow y
Rys. 21. Schemat układu nieliniowego do odtwarzania taktu symbolowego.
Druga z prezentowanych metod odzyskiwania synchronizacji symbolowej polega na
szukaniu punktu równowagi. Polega to na tym, e porównuje si dwie próbki uzyskane z
dwóch korelatorów. Korelatory pracuj przez czas T. Jeden z korelatorów startuje wcze niej o
ustalony czas δT, natomiast drugi startuje o δT pó niej. Ró nica miedzy warto ciami
bezwzgl dnymi sygnałów wyj ciowych z korelatorów jest sygnałem bł du, który steruje
lokalnym generatorem odpowiedzialnym za generowanie sygnału synchronizacji symbolowej.
Układ takiego synchronizatora nosi nazw synchronizatora symbolowego wyprzedzaj coopó niaj cego (early-late gate). Na rys. 22 przedstawiono schemat ideowy synchronizatora
symbolowego wyprzedzaj co-opó niaj cego.
T
0
( ⋅ ) dt
Wyprzedzenie
o δT
y(t)
VCO
Filtr
p tli
fazow ej
+
-
Opó nienie
o δT
T
0
( ⋅ ) dt
Rys. 22. Schemat blokowy synchronizatora symbolowego wyprzedzaj co-opó niaj cego.
Ta metoda odzyskiwania synchronizacji symbolowej jest predysponowana do stosowania w
modulacji PSK. Przy modulacji QAM, do odzyskiwania synchronizacji symbolowej, stosuje
si metod opart na analizie obu składowych sygnału (składow synfazow i kwadraturow ).
W tej metodzie, ka da składowa jest filtrowana filtrem pasmowym, nastrojonym do
cz stotliwo ci 1/2T. Przefiltrowne składowe s nast pnie podnoszone do kwadratu i po ich
zsumowaniu filtrowane w filtrze w skopasmowym dostrojonym do cz stotliwo ci 1/T.
4.3.3. Odtwarzanie synchronizacji pakietowej
Odtwarzanie synchronizacji pakietowej w przypadku transmisji pakietowej, polega na
zdekodowaniu ustalonej sekwencji bitów zawartych w sekwencji preambuły
synchronizacyjnej. W szczególnych przypadkach, mo na dekodowa wybran sekwencj
bitów zawartych w sekwencji treningowej. Po zdekodowaniu ustalonych bitów synchronizacji
44
pakietu, układ identyfikuj cy generuje znacznik synchronizacji ramki. Znacznik ten jest
wykorzystywany w nast pnych etapach pracy modemu przy odtwarzaniu nadanej informacji.
4.4. Detekcja sygnałów w kanale z zanikami
Metody i układy zaprezentowane powy ej, zakładały realizacj dekodera w kanale HF z
białym szumem gaussowskim AWGN (Additive White Gaussian Noise). W warunkach
rzeczywistych, jako sygnału w kanale radiowym zale y od zniekształce amplitudowych i
fazowych wyst puj cych przypadkowo. W zale no ci od wielko ci zniekształce , ich wpływ
na kształt sygnału mo e objawia si „rozmazaniem” zbocza sygnału lub wyst powaniem
„ech” sygnału nadanego (w tym przypadku mówimy o interferencjach mi dzysymbolowych).
Po stronie odbiorczej w celu zminimalizowanie wpływu zniekształce kanałowych na sygnał
odbierany stosuje si wej ciowe układy korekcyjne. Najcz ciej stosowan technik w
układach korekcyjnych jest technika filtracji cyfrowej.
W zale no ci od stosowanej metody korekcji, rozró nia si odbiorniki z korektorami
liniowymi lub nieliniowymi. Korektory liniowe najcz ciej stosuj metody adaptacyjne.
Odbiorniki z korektorami nieliniowymi wykorzystuj detekcj odebranych symboli lub
odebranych sekwencji.
Korektory liniowe wykorzystuj adaptacyjne filtry transweralne. Korektory te mog by
u yteczne do korekcji sygnałów w kanałach o wolnych i płytkich zanikach. Jako kryterium
adaptacyjne stosuje si najcz ciej minimum bł du redniokwadratowego MSE (Mean Square
Error). Działanie korektora adaptacyjnego, wykorzystuj cego kryterium MSE wymaga
obliczania współczynników filtru w tzw. trybie pracy treningowej. Dla okre lenia
współczynników filtru stosuje si metody iteracyjne. Jedn z metod jest algorytm LMS (Least
Mean Square), minimalizuj cy warto
redniokwadratow bł du. Algorytm ten jest
wolnozbie ny i wymaga wielu kroków iteracyjnych. W przypadku zmiany kryterium jako ci
na minimum sumy kwadratów LS (Least Squares) i obliczania współczynników filtru w
sposób iteracyjny według algorytmu RLS (Recursive Least Squares), uzyskano znaczne
przyspieszenie zbie no ci algorytmu, kosztem jednak znacz cego zwi kszenia nakładu
przetwarzania. Algorytm RLS (zwany algorytmem Kalmana) wykorzystuje macierz odwrotn
do macierzy autokorelacji sygnału odbieranego. Na rys. 23 przedstawiono ogólny schemat
liniowego korektora adaptacyjnego.
y(t)
T
C0,n
T
T
C1,n
Ck,n
∧
d
Decyzja
⋅)
t
+
Krok
adaptacji
Rys. 23. Schemat blokowy liniowego korektora adaptacyjnego.
45
m
W przypadku wyst powania w kanale transmisyjnym gł bokich zaników, korektory
liniowe nie spełniaj swojego zadania – tylko w ograniczony sposób koryguj skutki
interwencji mi dzysymbolowych. W tym przypadku nieodzowne jest zastosowanie
korektorów nieliniowych. Do podstawowych układów korelatorów nieliniowych nale
korektor z decyzyjnym sprz eniem zwrotnym oraz detektor sekwencyjny z algorytmem
Viterbiego.
Korektor z decyzyjnym sprz eniem zwrotnym DFE (Decision Feedback Estimation)
zawiera dwa filtry tranwersalne oraz układ podejmuj cy decyzj o nadanym symbolu.
Pierwszy z filtrów, jest filtrem wej ciowym, którego zadaniem jest zerowanie (lub znacz ce
zmniejszenie) odpowiedzi na wyj ciu tego filtru w odst pach modulacji poprzedzaj cym
próbk główn . Odczepy w tym filtrze wyst puj co okres czas T1, który jest ró ny od
odst pu modulacji T i spełnia warunki twierdzenia o próbkowaniu. Drugi z filtrów jest
zlokalizowany w p tli sprz enia zwrotnego. Jego zadaniem jest kompensacja interferencji
mi dzysymbolowych wyst puj cych na wyj ciu filtru wej ciowego. W filtrze tym odczepy
wyst puj co odst p modulacji T. Układ decyzyjny typu progowego jest umieszczony w p tli
sprz enia zwrotnego, okre la warto odebranego symbolu. Podstawowe znaczenie dla
poprawnego działania tego typu korektora ma wyznaczenie współczynników w filtrze
wej ciowym oraz w filtrze w sprz eniu zwrotnym. Przy wyznaczaniu tych współczynników
stosuje si zazwyczaj kryterium minimalizuj ce bł d redniokwadratowy MMSE (Minimum
Mean Square Error) i algorytm gradientowy LMS. Współczynniki filtru obliczane s w trybie
pracy treningowej, w którym strona odbiorcza zna warto ci nadawanych symboli. Wad tego
rozwi zania jest to, i przy małym stosunku mocy sygnału do szumu mo e wyst powa
propagacja bł dów. Na rys. 24 zaprezentowano ogóln struktur korektora z decyzyjnym
sprz eniem zwrotnym.
y(t)
T1
T1
C0,n
T1
C1,n
Ck,n
d
t
Decyzja
⋅)
+
Krok
adaptacji
T
T
T
B1,n
Bk,n
-
T
B0,n
Rys. 24. Ogólna struktura korektora z decyzyjnym sprz eniem zwrotnym.
46
m∧
Odbiornik nieliniowy wykorzystuj cy detektor sekwencyjny z algorytmem Viterbiego
jest odbiornikiem realizuj cym kryterium maksymalnej wiarygodno ci ML (Maximum
Likelihood). Odbiornik ten poszukuje zgodnie z przyj tym kryterium całej, najbardziej
prawdopodobnej, sekwencji danych. Odbiornik korzysta z modelu kanału (jego odpowiedzi
impulsowej) opartego na filtrze transwersalnym o L odczepach. W przypadku gdy przez kanał
przesyłamy M-warto ciowe symbole, to liczba stanów kanału, które trzeba przeanalizowa
wynosi ML. Wykorzystuj c algorytm Viterbiego, nale y analizowa wszystkie mo liwe stany,
co wymaga du ej pojemno ci pami ci oraz powoduje du e opó nienie w podejmowaniu
decyzji. Okazuje si jednak (mo na to udowodni ), e wystarczy analizowa jedynie
sekwencje o długo ciach od 3 do 5L, aby wyznaczy najbardziej prawdopodobn sekwencj
nadan . Schemat blokowy odbiornika sekwencyjnego, wykorzystuj cego algorytm Viterbiego
przedstawiony jest na rys. 25.
y(t)
∧
Filtr
dopasow any
Algorytm
Viterbiego
m
Obliczanie w spółczynników filtru
dopasow anego i w yznaczanie charakterystyki
kanału dla algorytmu Viterbiego
Opó nienie
Algorytm adaptacji
Rys. 25. Ogólny schemat blokowy odbiornika sekwencyjnego wykorzystuj cego algorytm
Viterbiego (MLSE).
Z prezentowanych odbiorników, najmniejsze prawdopodobie stwo bł du decyzji
uzyskuje odbiornik MLSE. Okupione jest to du zło ono ci obliczeniow oraz znacz cym
opó nieniem podj cia decyzji. Gorsze parametry jako ciowe osi gaj odbiorniki oparte o
korektory ze sprz eniem zwrotnym DFE. Jednak w niektórych rozwi zaniach jedyne do
zastosowania, ze wzgl du na stosunkowo nisk zło ono obliczeniow oraz mniejsze
opó nienia zwi zane z podj ciem decyzji.
Obecnie w literaturze [17], [29] spotyka si analiz działania poł czonych struktur
korektora i dekodera kanałowego. Struktury te nosz nazw turbo korektorów (turbo
equalizer). Ogólna struktura turbo korektora jest przedstawiona na rys. 26.
y(t)
Estymator
kanału
Przeplot
Moduł
korektora
Rozplot
Moduł
dekodera
Rys. 26. Ogólna struktura turbo korektora.
47
∧
m
Modułem korektora w strukturze turbo, w zale no ci od przyj tych zało e , mo e by
korektor mi kkodecyzyjny, wykorzystuj cy algorytm Viterbiego SOVA (Soft Output Viterbi
Algorithm), korektor maksymalizuj cy prawdopodobie stwo a posteriori MAP lub
korektorem ze sprz eniem zwrotnym DFE. Modułem dekodera mo e by dekoder oparty o
algorytmy SOVA lub MAP. Jako estymator kanału mo na zastosowa adaptacyjny estymator
liniowy, wykorzystuj cy kryterium minimalnej sumy kwadratów bł dów RLS. Sprz enie
zwrotne zrealizowane pomi dzy dekoderem a korektorem umo liwia realizacj iteracyjnego
dekodowania danych.
Zaprezentowane korektory w swojej strukturze posiadaj adaptacyjne estymatory
kanału. Wymaga to stałego ledzenia zmian wła ciwo ci statystycznych kanału i jest
bezpo rednio poł czone z odbiorem sygnału testowego (sygnału treningowego lub ucz cego).
St d, dla prawidłowej pracy odbiorników, istotne znaczenie posiadaj wła ciwo ci
statystyczne sygnałów testuj cych. Sygnały te po stronie odbiorczej powinny w pełni
charakteryzowa kanał. Wymaga si , by próbki sygnału testowego były równouprawnione,
nieskorelowane ze sob , czyli powinny mie typowe wła ciwo ci sygnału przypadkowego.
48
5. Koncepcja urz dzenia definiowanego programowo
W dobie gwałtownego rozwoju systemów radiowej transmisji danych, ukierunkowanych
na wiadczenie szerokiej gamy usług, istnieje potrzeba wprowadzenia do powszechnego
u ytku nowej jako ciowo technologii radia programowalnego SDR (Software Defined
Radio) [13]. Zapewni ona otwarto i uniwersalno ju istniej cych i nowych systemów
radiokomunikacyjnych. Technologia radia programowalnego jest oparta na specjalistycznym
oprogramowaniu, współpracuj cym z uniwersaln platform sprz tow . Terminal ruchomy
wykonany w technologii radia programowalnego b dzie urz dzeniem uniwersalnym, w
którym realizowane sprz towo funkcje toru nadawczo-odbiorczego b d sprowadzone do
niezb dnego minimum. Natomiast j drem tego toru b dzie procesor sygnałowy,
współpracuj cy z szerokopasmowymi przetwornikami analogowo-cyfrowymi A/C oraz
zdalnej
cyfrowo-analogowym C/A. Procesor sygnałowy powinien posiada mo liwo
wymiany oprogramowania (najlepiej bez udziału u ytkownika), które wyznaczy funkcje
terminala ruchomego, zwi zane z jego współdziałaniem w danym systemie i zapewni
realizacj okre lonych usług.
5.1. Ograniczenia technologiczne SDR
Technologia radia programowalnego napotyka jednak ci gle na problemy, zwi zane z
implementacj poszczególnych członów toru nadawczo-odbiorczego terminala ruchomego w
czasie rzeczywistym. Pierwsz napotkan barier jest wytworzenie szybkich przetworników
A/C i C/A, zapewniaj cych odpowiedni rozdzielczo przetwarzania. Szacuje si , e
rozdzielczo ta powinna by rz du 16 bitów, co zapewni dynamik przetwarzania na
poziomie 100 dB. Z trendów rozwojowych tej gał zi produkcji układów scalonych wynika, e
zwi kszanie cz stotliwo ci próbkowania w konstruowanych przetwornikach nie idzie w parze
ze wzrostem rozdzielczo ci. Z analizy parametrów elektrycznych przetworników A/C
(wynikaj cej z teorii nieoznaczono ci Heisenberg’a) wynika, e granic technologiczn
stanowi wyprodukowanie przetwornika pracuj cego z cz stotliwo ci próbkowania 1 GHz i
rozdzielczo ci 20 bitów, co zapewnia dynamik przetwarzania na poziomie 120 dB. Dalsze
polepszenie parametrów elektrycznych przetworników mo e by realizowalne jedynie po
znacznym obni eniu temperatury otoczenia pracy przetwornika (do pojedynczych stopni
Kelwina). Oczywi cie spełnienie tego ostatniego postulatu trudno na dzie dzisiejszy
wyobrazi sobie w sprz cie przeno nym. Kłopoty technologiczne z wytworzeniem
przetworników C/A dla potrzeb technologii radia programowalnego s zwi zane z
zapewnieniem odpowiednio wysokiej liniowo ci przetwarzania, integracji filtru wyj ciowego
w jednym układzie scalonym oraz skutecznej izolacji sygnałów taktuj cych prac
przetwornika od jego wyj cia analogowego w celu zminimalizowania zakłóce [7], [8].
Oddzielnym problemem jest wytworzenie szybkich procesorów sygnałowych,
mog cych sprosta wymaganej szybko ci cyfrowej obróbki sygnałów w czasie rzeczywistym.
Jak wynika z licznych bada symulacyjnych, prowadzonych dla potrzeb systemu UMTS
(Universal Mobile Telecommunications Systems), wydajno
obliczeniowa procesorów
sygnałowych do implementacji terminali w technologii radia programowalnego powinna
si ga dziesi tek miliardów instrukcji/s, przy zadowalaj cej dokładno ci oblicze . Na dzie
dzisiejszy potentaci w produkcji procesorów sygnałowych oferuj szybko obliczeniow
swoich produktów o przynajmniej jeden rz d mniejsz od wymaganej. Z analizy rynku
układów scalonych wynika, e na zwi kszenie wydajno ci obliczeniowej procesorów
sygnałowych o miliard instrukcji/s potrzeba około jednego roku. Dodatkowym utrudnieniem
w zapewnieniu odpowiednich procesorów sygnałowych do przyszłych zastosowa w
terminalach ruchomych, podobnie jak to ma miejsce przy wytwarzaniu przetworników A/C i
49
D/A, jest korelacja pomi dzy wzrostem szybko ci przetwarzania a poborem mocy, tzn. im
wy sza jest wydajno obliczeniowa procesora sygnałowego, tym pobór mocy ze ródła
zasilania jest wi kszy, co nie jest korzystne z punktu widzenia zastosowa w sprz cie
przeno nym. W celu obni enia wymaganej szybko ci przetwarzania sygnałów w DSP
proponuje si wyodr bnienie pewnych członów toru nadawczo-odbiorczego na zewn trz
procesora sygnałowego w postaci programowalnych matryc FPGA (Field Programmable
Gate Array). Pomimo tego, dost pne obecnie procesory sygnałowe nie b d mogły sprosta
rygorystycznemu rynkowi radia programowalnego. W zwi zku z tym proponuje si systemy
wieloprocesorowe o odpowiedniej mocy obliczeniowej, z których buduje si na razie jedynie
stacje bazowe w technologii radia programowalnego. Stanowi one poligon do wiadczalny
nowej technologii, a uzyskane t drog rezultaty b dzie mo na w przyszło ci z powodzeniem
przenie do terminali przeno nych [28].
5.2. Zastosowanie technologii radia programowalnego w modemach radiowych
Wykorzystanie technologii radia programowalnego do konstrukcji modemów
radiowych jest pomysłem nowym i oryginalnym. Do tej pory czołowi producenci sprz tu
radiokomunikacyjnego skupili si na zastosowaniu technologii SDR w terminalach telefonii
komórkowej. Jednak, jak wykazano powy ej, ograniczenia technologiczne nie umo liwiaj w
pełni wykorzystania zalet SDR w terminalach ruchomych. Modemy radiowe do cyfrowej
transmisji danych pracuj w pa mie podstawowym o szeroko ci kanału ok. 3 kHz. W zwi zku
z tym wymagania sprz towe na szybko cyfrowego przetwarzanie sygnałów s stosunkowo
niewielkie w porównaniu z w/w technologi dla potrzeb terminali ruchomych w telefonii
komórkowej. Tak zrodziła si idea urz dzenia definiowanego programowo, które podobnie
jak technologia SDR, bazuje na uniwersalnej platformie sprz towej, a jego funkcjonalno
zale y od odpowiedniego oprogramowania. Warstwa sprz towa takiego modemu sprowadza
si do nast puj cych elementów:
• przetworników: analogowo-cyfrowego A/C i cyfrowo-analogowego C/A,
• specjalizowanego procesora sygnałowego,
• pami ci stałej (programu),
• pami ci operacyjnej,
• układów dopasowuj cych,
• interfejsów: szeregowych i sieciowych,
• interfejsu u ytkownika,
• bloku zasilaj cego.
Schemat blokowy warstwy sprz towej modemu radiowego dla potrzeb urz dzenia
definiowanego programowo został przedstawiony na rys. 27. Przewiduje si , e cz stotliwo
pracy przetworników A/C i C/A b dzie wynosiła 8 kHz, a rozdzielczo 16-bitów, co zapewni
dynamik przetwarzania sygnałów na poziomie 100 dB. Układy dopasowuj ce zapewni
prawidłow współprac modemu radiowego z radiostacj krótkofalow . Proponuje si
równie wyposa y modem w interfejs szeregowy RS232C oraz interfejs sieciowy typu
Ethernet. Interfejs u ytkownika zapewni mo liwo
konfigurowania modemu przez
do
operatora, natomiast blok zasilania dostarczy odpowiednich poziomów napi
poszczególnych układów elektronicznych modemu. Przewiduje si , e podstawowym
napi ciem zasilaj cym poszczególne układy elektroniczne modemu b dzie 3,3 V. Pami
stała zarezerwowana jest do przechowywania oprogramowania rezydentnego, stanowi cego o
funkcjonalno ci modemu. W trakcie eksploatacji urz dzenia oprogramowanie to mo e
podlega zdalnej wymianie lub uzupełnianiu (upgrade) poprzez interfejs sieciowy Ethernet
lub bezpo rednio poprzez interfejs szeregowy. Podczas opracowywania modelu modemu nie
przewiduje si mo liwo ci wymiany oprogramowania drog radiow , ze wzgl du na
50
ograniczon szybko
transmisji w kanale. Pami
operacyjna jest przewidziana do
wspomagania cyfrowego przetwarzania sygnałów, realizowanego w procesorze sygnałowym.
Interfejs u ytkownika
Wej cie audio
(z wyj cia m.cz.
radiostacji HF)
Wyj cie audio
(do wej cia m.cz.
radiostacji HF)
Układ
dopasowuj cy
Pami
programu
A/C
Procesor
sygnałowy
Układ
dopasowuj cy
Pami
operacyjna
C/A
Interfejsy szeregowy i sieciowy
Zasilanie
Rys. 27. Schemat blokowy warstwy sprz towej modemu radiowego.
Koncepcja budowy warstwy programowej modemu radiowego została przedstawiona
na rys. 28.
Komponent
modemowy
Komponent
interfejsu
u ytkownika
Komponent
kryprograficzny
Komponenty
niezdefiniowane
Wirtualne odowisko programowania usług i aplikacji
System operacyjny czasu rzeczywistego
Obsługa interfejsów szeregowych i równoległych
Rys. 28. Architektura warstwy programowej modemu.
Architektura platformy programowej modemu radiowego posiada struktur
wielopoziomow . Sercem tej architektury jest odpowiednio dobrany system operacyjny,
najlepiej czasu rzeczywistego, do zapewnienia jednoczesnej obsługi wielu aplikacji.
Przewiduje si , e aplikacje b d tworzone w rodowisku typu JAVA, dla zapewnienia
uniwersalno ci stworzonego oprogramowania. Opracowana raz aplikacja na przykład na
51
komputerze osobistym (PC) b dzie w pełni uruchamialna w rodowisku programowym
modemu co znacznie skróci czas tworzenia takich aplikacji. Poszczególne komponenty
programowe przedstawione na rys. 28 odpowiedzialne s za realizacj ci le okre lonych
zada , tzn.:
• komponent modemowy odpowiedzialny jest za realizacj odpowiednio efektywnej
wymiany informacji w kanale radiowym,
• komponent interfejsu u ytkownika zapewnia odpowiedni współprac modemu z jego
operatorem,
• komponent kryptograficzny jest odpowiedzialny za utajnienie przesyłanej informacji
w kanale radiowym,
• inne komponenty, przewiduje si , e b dzie istniała mo liwo tworzenia innych
komponentów odpowiedzialnych za realizacj jeszcze nie zdefiniowanych, dla potrzeb
niniejszego projektu, usług.
Dla uproszczenia komunikacji z modemem, podczas jego zdalnej konfiguracji,
proponuje si równie zaopatrzy go w niepowtarzalny adres IP. Ułatwi to równie realizacj
usług typowych dla sieci Internet, np. ftp, e-mail itp.
52
6. Pakiet symuluj cy prac toru nadawczo-odbiorczego modemu
Pierwszym etapem realizacji modelu modemu radiowego było opracowanie pakietu
symuluj cego prac jego toru nadawczo-odbiorczego. Pozwoliło to na sprawdzenie
przyj tych zało e odno nie zastosowanych algorytmów cyfrowego przetwarzania sygnałów,
przede wszystkim po stronie odbiorczej, i ich wpływ na jako transmisji w kanale
krótkofalowym. Maj c do dyspozycji sprawne narz dzie symulacyjne mo na na bie co
dokonywa modyfikacji przyj tych algorytmów co niew tpliwie skróci czas i zmniejszy
koszty powstawania modelu modemu. W zwi zku z tym opracowany symulator toru
nadawczo-odbiorczego modemu składa si z nast puj cych elementów:
• generatora pseudoprzypadkowych ci gów informacyjnych,
• kodera kanałowego wraz z przeplotem,
• pakietyzera,
• scramblera,
• modulatora,
• kanału radiokomunikacyjnego z szumem gaussowskim oraz zanikami,
• demodulatora,
• descramblera,
• depakietyzera
• dekodera kanałowego wraz z rozplotem.
Dla ułatwienia implementacji powy szych bloków funkcjonalnych symulatora
zdecydowano si na ich ł czenie. Dzi ki temu cały pakiet symulacyjny składa si tylko z
6-ciu głównych plików.
6.1. Implementacja symulatora w j zyku C/C++
Cały tor nadawczo-odbiorczy modemu radiowego został zaimplementowany z
wykorzystaniem j zyka programowego C/C++ [15]. Podczas tworzenia oprogramowania
starano si korzysta ze standardowych polece j zyka C zgodnych z ANSI C w celu łatwego
przenoszenia poszczególnych procedur na inne platformy systemowe. Pakiet symulacyjny
składa si z pliku głównego programu (modem.cpp) oraz 5-ciu dodatkowych plików
(coder.cpp, modulator.cpp, channel.cpp, demodulator.cpp oraz decoder.cpp), pełni cych rol
procedur, które s odpowiedzialne za realizacj poszczególnych bloków funkcjonalnych toru
nadawczo-odbiorczego modemu radiowego. Wymiana danych oraz parametrów pomi dzy
poszczególnymi procedurami odbywa si poprzez pliki tekstowe zapisywane na dysku
twardym. W zwi zku z tym funkcje oraz zmienne wykorzystywane w poszczególnych plikach
nie zostały specyfikowane. Struktura zrealizowanego oprogramowania została pokazana na
rys. 29, natomiast zestawienie wraz z krótkim opisem poszczególnych plików, zawieraj cych
oprogramowanie oraz dane, wchodz cych w skład pakietu symulacyjnego przedstawiono w
tabl. 36.
Opracowany pakiet symuluje prac toru nadawczo-odbiorczego modemu o
przepływno ci powy ej 2400 bit/s. W zwi zku z tym zaimplementowano przepływno od
3200 bit/s do 9600 bit/s, które s realizowane za pomoc nast puj cych rodzajów modulacji:
QPSK, 8PSK, 16QAM, 32QAM oraz 64QAM. Jak wiadomo z poprzednich rozdziałów
szybko symbolowa w kanale radiowym jest zawsze stała i wynosi 2400 symboli/s. Dla
potrzeb niniejszego symulatora przyj to na stałe, e ka dy zmodulowany symbol
reprezentowany b dzie przez 20 próbkach zapisywane w formacie float.
53
generated.txt
coded.txt
symbols.txt
coder.cpp
modulator.cpp
heading.h
modulated.txt
channel.txt
parametry.txt
modem.cpp
channel.cpp
zaniki.txt
results.txt
decoded.txt
after_channel.txt
decoder.cpp
demodulator.cpp
OZNACZENIA
- Program główny
demodulated.txt
- Procedury pomocnicze
- Pliki wynikowe
- Plik nagłówkowy
Danexy.txt
Rys. 29. Schemat blokowy pakietu symuluj cego prac toru nadawczo-odbiorczego modemu.
54
Tabl. 36. Zestawienie plików pakietu symuluj cego prac toru nadawczo-odbiorczego
modemu.
Nazwa pliku
coder.cpp
modulator.cpp
channel.cpp
demodulator.cpp
decoder.cpp
modem.cpp
heading.h
generated.txt
coded.txt
symbols.txt
modulated.txt
after_channel.txt
danexy.txt
domodulated.txt
decoded.txt
parametry.txt
Krótki opis
Procedura odpowiedzialna za realizacj generatora
pseudoprzypadkowych ci gów informacyjnych, kodera wraz z
przeplotem, pakietyzerem oraz scramblerem.
Procedura odpowiedzialna za realizacj procesu modulacji i filtracji w
nadajniku.
Procedura symuluj ca prac krótkofalowego kanału radiowego z
szumem gaussowskim oraz zanikami Rayleigh’a.
Procedura odpowiedzialna za realizacj procesu demodulacji i filtracji w
odbiorniku.
Procedura odpowiedzialna za realizacj descramblera, depakietyzera,
dekodera wraz z rozplotem.
Główny plik programu, zawieraj cy funkcj main(), uruchamiaj cy
poszczególne procedury, umo liwiaj cy wprowadzanie parametrów
u ytkownika do poszczególnych procedur symulatora.
Plik nagłówkowy słu cy do deklaracji zmiennych i funkcji
zewn trznych.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku coder.cpp, jest to plik
przechowuj cy informacje binarne o pseudoprzypadkowych ci gach
informacyjnych, zapisane w formacie typu int.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku coder.cpp, jest to plik
przechowuj cy informacje binarne po kodowaniu kanałowym i operacji
przeplotu pseudoprzypadkowych ci gów informacyjnych, zapisane w
formacie typu int.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku coder.cpp, zawiera
dane typu int, które powstały w wyniku operacji pakietyzacji,
scramblingu i po zamianie na symbole zadanego rodzaju modulacji.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku modulator.cpp,
zawiera dane typu float, reprezentuj ce próbki sygnału zmodulowanego.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku channel.cpp, zawiera
dane zapisane w formacie typu float, reprezentuj ce próbki sygnału
zmodulowanego po przesłaniu ich przez kanał radiokomunikacyjny.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku demodulator.cpp,
zawiera dane zapisane w formacie typu float, reprezentuj ce składowe I
oraz Q po procesie demodulacji.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku demodulator.cpp,
zawiera dane zapisane w formacie typu int na wyj ciu detektora,
przystosowane do dekodowania mi kkodecyzyjnego.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku decoder.cpp, zawiera
dane typu int, które powstały w wyniku operacji descramblingu,
depakietyzacji, rozplotu i miekkodecyzyjnego dekodowania kanałowego.
Zawiera nast puj ce dane:
• parametry typu int potrzebne do prawidłowego działania procedur
coder.cpp i decoder.cpp,
• współrz dne typu float punktów konstelacji poszczególnych
rodzajów modulacji, wykorzystywanych do transmisji sygnałów w
55
kanale radiowym
zawiera tzw. współczynniki kalibracji typu float do prawidłowej
pracy procedury demodulator.cpp
• zawiera współczynniki wagowe typu float filtru nadawczego i
odbiorczego
Plik w formacie typu float, zawieraj cy parametry filtrów, które s
wykorzystywane w procedurze channel.cpp
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku channel.cpp, zawiera
dane zapisane w formacie float, reprezentuj ce zaniki sygnału
odbieranego.
Plik generowany przez procedury zawarte w pliku głównym modem.cpp,
zawiera dane ró nych typów, reprezentuj ce informacje wynikowe po
procesie symulacji całego toru nadawczo-odbiorczego modemu.
•
channel.txt
zaniki.txt
results.txt
6.2. Opis poszczególnych bloków funkcjonalnych symulatora
Opracowany symulator składa si z 5-ciu podstawowych procedur, które zostan
pokrótce opisane w kolejnych podpunktach niniejszego rozdziału.
6.2.1. Procedura coder.cpp
Niniejsza procedura generuje pseudoprzypadkowe ci gi informacyjne, które nast pnie
podlegaj odpowiedniej obróbce cyfrowej sygnału zgodnie ze specyfikacj zamieszczon w
pkt. 3.2. Zatem ci gi informacyjne podlegaj najpierw kodowaniu kanałowemu, nast pnie
operacji przeplotu, pakietyzacji oraz scramblowaniu. Tak utworzone pakiety podawane s na
wej cie modulatora.
6.2.2. Procedura modulator.cpp
W bloku tym w sposób uniwersalny realizowane s wszystkie dost pne w
symulowanym modemie modulacje, tzn. QPSK, 8PSK, 16QAM, 32QAM oraz 64QAM. Blok
modulatora generuje sygnał zespolony, który reprezentuje składow synfazow i
kwadraturow . W zwi zku z tym, e pasmo pojedynczego kanału radiowego jest ograniczone
do: 300 Hz – 3300 Hz, a szybko transmisji w tym kanale wynosi 2400 symboli/s, nale y po
stronie nadawczej zadba o odpowiednie ukształtowanie symboli na wej ciu modulatora w
celu ograniczenia interferencji mi dzysymbolowych w demodulatorze [18]. Realizuje si to
za pomoc odpowiednio dobranego filtru o charakterystyce podniesionego cosinusa
opisanego zale no ci (11) [27]
dla f ≤ WO (1 − ρ )
π f − WO (1 − ρ )
H ( f ) = cos 2
⋅
dla WO (1 − ρ ) < f < WO (1 + ρ )
4
ρWO
0
dla f ≥ WO (1 + ρ )
1
(11)
gdzie: WO – cz stotliwo Nyquista (WO = szybko transmisji / 2 = 1200 Hz)
ρ = 0,25 (tzw. roll-off factor)
f – warto bezwzgl dna z cz stotliwo ci.
Realizacja filtracji opisanej zale no ci (11) mo e by podzielona na cz
odbiorcz , przy czym nale y spełni poni szy warunek:
56
nadawcz i
H ( f ) mod. = H ( f ) demod. = H ( f )
(12)
Nale y przy tym pami ta , e w praktycznych realizacjach opó nienie wypadkowe sygnału
po przej ciu przez filtr (filtry) nie powinno by wi ksze od 4,16 ms (10 symboli nominalnej
szybko ci transmisji w kanale radiowym).
6.2.3. Procedura channel.cpp
Procedura ta jest odpowiedzialna za symulacj zjawisk, wyst puj cych w rzeczywistym
kanale radiowym, w tym:
• addytywnego szumu gaussowskiego,
• efektu Dopplera,
• zaników sygnału odbieranego o rozkładzie Rayleigh’a,
• ró nego tłumienia dla ró nych tras propagacji sygnału w kanale radiowym.
Zaimplementowany model kanału radiowego nie uwzgl dnia nast puj cych elementów:
• zjawiska tłumienia kanału radiowego wraz z oddalaniem si nadajnika od odbiornika,
• opó nienia propagacyjnego w kanale jonosferycznym.
6.2.3.1. Addytywny szum gaussowski
Addytywny szum gaussowski jest opisany przez rozkład prawdopodobie stwa postaci
1
p (u ) =
σ u 2π
e
−
u2
2σ u2
(13)
Aby podczas symulacji zapewni odpowiedni stosunek sygnału do szumu nale y najpierw
wyznaczy wariancj szumu, która dla rozkładu gaussowskiego wynosi σ u2 . Korzystaj c z
zale no ci:
E B S ⋅ TB
=
N
N0
BSZ
(14)
i wiedz c, e:
N = σ u2
(15)
mo emy wyznaczy
σ u2 =
S ⋅ TB ⋅ BSZ
EB
N0
(16)
Zakładaj c, e:
BSZ = 2 B
57
(17)
TS = L TP
(18)
1
2⋅ B
(19)
TS
mod_id
(20)
TP =
TB =
mo emy zapisa ostateczn zale no
na wariancj szumu gaussowskiego
σ u2 =
S ⋅L
E
mod_id ⋅ B
N0
(21)
gdzie: S – moc sygnału (zale na od konkretnej modulacji);
TB – czas trwania bitu,
TS – czas trwania symbolu,
mod_id – liczba bitów przypadaj ca na pojedynczy symbol,
N – moc szumu,
B – pasmo sygnału,
BSZ – pasmo szumu,
TP – okres próbkowania,
L – ilo próbek na symbol,
EB – energia pojedynczego bitu,
N0 – widmowa g sto mocy szumów.
Znaj c wariancj szumu mo emy, korzystaj c z poni szej zale no ci, zapewni odpowiedni
stosunek sygnału do szumu podczas prowadzonych bada symulacyjnych
u (n ⋅ TP )G = u (n ⋅ TP ) + σ u ⋅ randn(n ⋅ TP )
(22)
gdzie: n – numer próbki,
u(t) – sygnał na wyj ciu nadajnika (modulatora),
u(t)G – sygnał po dodaniu szumu gaussowskiego,
randn(t) – sygnał z generatora pseudoprzypadkowego o odchyleniu standardowym
równym jeden i warto ci redniej równej zero.
6.2.3.2. Efekt Dopplera i zaniki Rayleigh’a
Zaniki w kanale radiowym najcz ciej opisuje si rozkładem prawdopodobie stwa
Rayleigh’a postaci:
p ( a) =
a
σ
2
r
e
−
a2
2σ r2
(23)
W przypadku symulowania warunków rzeczywistych, wyst puj cych w
jonosferycznym kanale radiowym, oprócz znajomo ci rozkładu prawdopodobie stwa
okre laj cego cz stotliwo
i amplitud zaników szybkich, potrzebny jest bardziej
rozbudowany model matematyczny. Najpopularniejszym rozwi zaniem modeluj cym kanały
58
radiokomunikacyjne jest metoda zakładaj ca, e kanał radiokomunikacyjny mo na
modelowa za pomoc filtru o sko czonej odpowiedzi impulsowej FIR, maj cego tyle
odczepów ile cie ek propagacji chcemy bra pod uwag . Tłumienia poszczególnych cie ek
s opisywane za pomoc stałych współczynników proporcjonalno ci ka dego odczepu filtru
kanałowego. W przypadku kanału krótkofalowego przyjmuje si dwie cie ki propagacji,
ka da o tym samym, jednostkowym tłumieniu. W modelu tym pomija si tłumienie sygnału
zwi zane z oddalaniem si nadajnika od odbiornika. Oprócz stałych współczynników,
wynikaj cych z tłumienia, w filtrze kanałowym uwzgl dnia si jeszcze zmienne w czasie
współczynniki, wynikaj ce z efektu Dopplera, dzi ki którym uzyskujemy tzw. wolne zaniki
dopplerowskie. Dzi ki opó nieniu w czasie dwóch cie ek propagacji wzgl dem siebie
otrzymujemy płaskie zaniki b d kanał selektywny cz stotliwo ciowo (w zale no ci od
opó nienia drugiej cie ki wzgl dem pierwszej). Model ten symuluje wi c oba typy zaników.
Schemat funkcjonalny filtru kanałowego modeluj cego rzeczywisty kanał radiowy
przedstawia rys. 30.
x(t)
Ka(t)
τ
X
Kb(t)
X
szum
gaussowski
+
+
y(t)
Rys. 30. Schemat funkcjonalny zaimplementowanego kanału krótkofalowego.
Oznaczenia: x(t) – sygnał z nadajnika; y(t) – sygnał podawany na wej cie odbiornika; –
opó nienie drugiej propagacyjnej cie ki wzgl dem pierwszej; Ka(t), Kb(t) – zmienne w
czasie współczynniki Rayleigh’a.
Schemat blokowy generowania współczynników Rayleigh’a przedstawia rys. 31.
AWGN
n1(t)
h(t)
k1(t)
FDP
k(t)
+
j
X
AWGN
n2(t)
h(t)
FDP
k2(t)
Rys. 31. Generator współczynników Rayleigh’a.
Oznaczenia: AWGN – generator szumu gaussowskiego o zerowej warto ci redniej i
jednostkowej wariancji; n1(t), n2(t) – niezale ne statystycznie przebiegi szumu
gaussowskiego; h(t) – odpowied impulsowa dolnoprzepustowego filtru o charakterystyce
pierwiastka z krzywej Gaussa; k1(t), k2(t) – odpowiednio składowa rzeczywista i urojona
współczynników Rayleigh’a; k(t) – zespolone współczynniki Rayleigh’a.
59
Dla potrzeb niniejszego symulatora kanału radiokomunikacyjnego nale y
zaimplementowa dwa generatory współczynników Rayleigh’a, które podł czone s
odpowiednio do wej Ka(t) i Kb(t), zaznaczonych na schemacie funkcjonalnym kanału z
rys. 30. Podej cie takie wymusza wytworzenie czterech niezale nych procesów gaussowskich
(po dwa na ka d cie k ). Filtry gaussowskie dla potrzeby niniejszej implementacji zostały
zrealizowane w postaci filtrów o niesko czonej odpowiedzi impulsowej IIR, poniewa tylko
one umo liwiaj w prosty sposób (stosunkowa mała liczba odczepów) uzyska odpowiednio
w skie pasma. Filtry te maj charakterystyk amplitudow postaci pierwiastka z krzywej
gaussowskiej. Szeroko tego filtru okre la odchylenie standardowe krzywej Gaussa, które
wyznaczamy bezpo rednio z tzw. rozmycia cz stotliwo ci, (jeden z parametrów kanału
krótkofalowego) – dziel c go przez dwa. Znaj c odchylenie standardowe, znamy dokładny
kształt charakterystyki filtru. Zalecenie ITU-R [19] definiuje zakres zmienno ci
wspomnianego wy ej rozmycia cz stotliwo ci oraz opó nie drugiej cie ki propagacyjnej
wzgl dem pierwszej. W modelowanym kanale radiokomunikacyjnym jest mo liwe
zasymulowanie dowolnego opó nienia pomi dzy poszczególnymi drogami propagacyjnymi,
mniejszego od 10 ms oraz nast puj cych warto ci dyskretnych parametru rozmycia
cz stotliwo ci: 0,2; 0,5; 1; 1,5; 2; 3; 4; 5; 6; 7; 8; 9; 10; 15; 20; 25; 30; 40; 50; 100 Hz (w
symulatorze zostało zaimplementowanych 20 filtrów typy IIR o szeroko ciach pasm
przepustowych równych połowie warto ci cz stotliwo ci rozmycia).
Na rys. 32 została zaprezentowana przykładowa obwiednia amplitudy sygnału
odbieranego unormowana wzgl dem warto ci skutecznej dla umiarkowanych warunków
propagacji w obszarach okołobiegunowych.
Rys. 32. Obwiednia amplitudy sygnału odbieranego unormowana wzgl dem warto ci
skutecznej dla umiarkowanych warunków propagacji w obszarach okołobiegunowych
(2σ = 10 Hz, ró nica czasu opó nie 3 ms).
60
Przykładowy przebieg obwiedni amplitudy sygnału odbieranego pokazuje, e w tym
przypadku zaniki dochodz do 40 dB. wiadczy to o bardzo trudnych warunkach
propagacyjnych w kanale krótkofalowym. W konsekwencji tego za jako
sygnału
odbieranego b dzie w du ej mierze decydowa dobrze zaprojektowany i zaimplementowany
blok demodulacji wraz z detekcj .
6.2.4. Procedura demodulator.cpp
Procedura ta odpowiedzialna jest za realizacj procesu demodulacji, który jest
realizowany w takim sam sposób dla wszystkich badanych rodzajów modulacji. Demodulacja
sygnałów odbieranych jest realizowana dwoma sposobami:
• poprzez całkowanie, za okres odpowiadaj cy pojedynczemu symbolowi, przebiegów w
torach kwadraturowym i synfazowym demodulatora,
• poprzez próbkowanie sygnału odebranego w momencie odpowiadaj cym połowie czasu
trwania symbolu.
W obu przypadkach dokonuje si wyznaczenia odległo ci pomi dzy punktem odebranym a
wszystkimi punktami konstelacji dla danej modulacji i wybiera si ten, który jest poło ony
najbli ej. Sposób obliczania odległo ci pomi dzy punktami na konstelacji przedstawiony
został poni ej:
l = (rx − six ) 2 + (ry − siy ) 2
(24)
gdzie: rx, ry – współrz dne odebranego punktu,
six, siy – współrz dne i-tego punktu danej konstelacji.
Wybór odpowiedniego punktu na konstelacji jednoznacznie identyfikuje sekwencj
nadanych bitów.
Dla poprawy jako ci dekodowania kodów splotowych zastosowano miekkodecyzyjne
dekodowanie Viterbiego. W tym celu w bloku demodulatora niezb dne jest wygenerowanie
tzw. wiarygodno ci podj cia decyzji o nadanym bicie, która b dzie wykorzystywana w
dekoderze kodów splotowych wła nie do miekkodecyzyjnego dekodowania Viterbiego.
Okre lenie wiarygodno ci podj cia decyzji o nadanym bicie jest realizowane w nast puj cy
sposób:
• odebrane współrz dne synfazowa i kwadraturowa s porównywane ze współrz dnymi
konstelacji czterech najbli szych symboli nadanych,
• dla czterech najbli szych symboli jest zapami tywany numer symbolu (liczba
całkowita) oraz odległo odebranego punktu wzgl dem symbolu konstelacji nadanej
(liczba zmiennoprzecinkowa),
• powy sze dane uporz dkowujemy rosn co wzgl dem odległo ci,
• dla modulacji QPSK odrzucane s symbole nieparzyste spo ród czterech symboli z
najbli szego s siedztwa,
• na podstawie dwóch najbli szych symboli wybiera si wspólne dla nich bity (punkty na
konstelacji sygnału zmodulowanego opisane s za pomoc kodu Gray’a, tzn. s siednie
punkty na konstelacji ró ni si tylko na jednym b d (rzadko) na dwóch bitach),
• bitom zgodnym jest nadawana warto maksymalna, równa „+8” lub „-8”, w zale no ci
od warto ci logicznej danego bitu,
• bitom niezgodnym jest nadawana warto zale na od odległo ci punktu odebranego od
punktu nadanego, zgodnie z wyra eniem:
61
(odleglosc _ 2) 2 − (odleglosc _ 1) 2
w = 9×
(odleglosc _ miedzy _ punktami _ konstelacji ) 2
(25)
znak powy szego wyra enia zale y od warto ci bitu najbli szego punktu konstelacji.
Graficzna ilustracja sposobu przypisania wiarygodno ci podj cia decyzji o nadanym
symbolu do poszczególnych punktów na konstelacji sygnału zmodulowanego podczas
procesu demodulacji została przedstawiona na rys. 33 – rys. 37.
Q
Q
I
I
Rys. 33. Ilustracja graficzna sposobu
przypisania wiarygodno ci podj cia decyzji
o nadanym symbolu do poszczególnych
punktów na konstelacji sygnału
zmodulowanego podczas procesu
demodulacji QPSK.
demodulacji 8PSK.
Najwi ksz wiarygodno ci charakteryzowa si b d punkty, które w wyniku
demodulacji znajd si na polach czerwonych, a najmniejsz na polach niebieskich, które
jednocze nie stanowi granic pomi dzy obszarami przypisanymi do ró nych punktów
konstelacji. Ilustracje te zostały wykonane bez uwzgl dnienia szumu w kanale. Pomimo tego
punkty na poszczególnych konstelacjach s nieznacznie rozmyte. Jest to zwi zane ze
zmniejszeniem pasma kanału radiowego do 3,3 kHz w stosunku do szybko ci transmisji w
tym kanale, która wynosi 2,4 ksymbola/s. Z pewno ci b dzie to miało wpływ na
zmniejszenie odporno ci na zakłócenia zastosowanych rodzajów modulacji do transmisji
danych w kanale krótkofalowym.
62
Q
Q
I
I
demodulacji 16QAM.
demodulacji 32QAM.
Q
I
Rys. 37. Ilustracja graficzna sposobu przypisania wiarygodno ci podj cia decyzji o nadanym
symbolu do poszczególnych punktów na konstelacji sygnału zmodulowanego podczas
procesu demodulacji 64QAM.
63
6.2.5. Procedura decoder.cpp
Procedura ta jest odpowiedzialna przede wszystkim za realizacj mi kkodecyzyjnego
dekodera Viterbiego. Przed dekodowaniem miekkodecyzyjnym s realizowane w pierwszej
operacje
deskramblowania
oraz
rozplotu.
Zasada
dekodowania
kolejno ci
miekkodecyzyjnego za pomoc algorytmu Viterbiego została przedstawiona w Zał czniku do
niniejszego opracowania. W zał czniku tym znajduje si równie porównanie dekodowania
mi kko- i twardodecyzyjnego.
6.3. Badania symulacyjne
Wynikiem ko cowym niniejszej pracy było opracowanie symulatora toru nadawczoodbiorczego modemu krótkofalowego i wykonanie bada symulacyjnych w kanale z
addytywnym szumem gaussowskim. Jednak przed przyst pieniem do bada symulacyjnych
nale y przeprowadzi dyskusj nad niedokładno ci uzyskiwanych wyników podczas
prowadzenia symulacji komputerowych systemów radiokomunikacyjnych.
6.3.1. Niedokładno ci procesu symulacji systemów radiokomunikacyjnych
Jednym z etapów planowania, projektowania i implementacji współczesnych systemów
radiokomunikacji cyfrowej s badania symulacyjne, które dotycz modeli takich systemów
lub ich podsystemów, bloków funkcjonalnych, czy te funkcji ró nych kategorii urz dze .
Umo liwiaj one stosunkowo niskim kosztem kompleksowe badanie ich wła ciwo ci i
charakterystyk oraz wykrywanie ewentualnych bł dów. Mo na dzi ki nim oszacowa jako
transmisji przy zadanych parametrach wej ciowych, bez konieczno ci realizacji sprz towego
prototypu systemu oraz mo na zbada przydatno
przewidywanych protokołów
komunikacyjnych do realizacji poszczególnych funkcji i usług w systemie [12]. Modelowaniu
podlegaj równie sygnały i ró ne czynniki zewn trzne, które cz sto maj charakter
przypadkowy i które b d oddziaływa na przyszły system. Niedokładno ci modeli wynikaj
przede wszystkim z dyskretnej reprezentacji sygnałów ci głych, wyst puj cych w
rzeczywistym systemie, ograniczonych zasobów komputerowych, w szczególno ci pami ci
oraz ograniczonego czasu trwania bada symulacyjnych. Wszystkie te czynniki zmniejszaj
wiarygodno otrzymywanych wyników symulacyjnych.
Podstawowe uproszczenie rzeczywistego systemu w porównaniu z jego modelem wynika
bezpo rednio z przyj cia koncepcji modelowania systemów radiokomunikacyjnych i
zachodz cych w nich zjawisk w pa mie podstawowym. Takie uproszczenie przyj to równie
w niniejszej pracy, tzn. opracowany pakiet symuluj cy prac toru nadawczo-odbiorczego
modemu radiowego został wykonany w pa mie podstawowym. Podczas realizacji pakietu
symulacyjnego nie uwzgl dniono problemów synchronizacji zwi zanych m.in. z
niestabilno ci parametrów generatorów kwarcowych, u ywanych w rzeczywistym sprz cie
radiowym i nie modelowano mechanizmu odzyskiwania taktu symbolowego. Pomini to
równie problem zmienno ci w czasie wła ciwo ci sygnałów odniesienia (wykorzystywanych
np. do pomiarów parametrów systemu) i wynikaj cej st d zawodno ci funkcji steruj cych.
Zało ono tak e brak zniekształce wprowadzanych przez anten i stopie w.cz. w nadajniku i
odbiorniku oraz zerowy czas propagacji sygnału przez poszczególne człony analogowe toru
nadawczo-odbiorczego.
Przyj to ponadto ograniczon liczb próbek (do 20-tu), reprezentuj cych zmodulowany
symbol. Nieznaczne bł dy w otrzymanych wynikach symulacyjnych wynikaj tak e z bł dów
zaokr glenia przy przetwarzaniu danych w poszczególnych blokach funkcjonalnych
symulatora oraz dyskretnego modelowania dekodera Viterbiego z decyzjami mi kkimi.
Oddzielne
zagadnienie
stanowi
modelowanie
czynników
zewn trznych
oddziaływuj cych na prac
systemu, a w szczególno ci symulacja kanału
64
radiokomunikacyjnego z zanikami i szumem białym. Dla potrzeby niniejszego opracowania
został dodatkowo stworzony model kanału radiokomunikacyjnego z zanikami, który b dzie w
pełni wykorzystany w drugim etapie realizacji niniejszego projektu, zwi zanego ze
zbudowaniem modelu modemu radiowego. Bł dy wprowadzone przez symulator kanału
zwi zane s z dyskretnym modelowaniem w postaci filtru, o sko czonej odpowiedzi
impulsowej,
rzeczywistego
(analogowego)
kanału
radiokomunikacyjnego
oraz
modelowaniem wielko ci przypadkowych za pomoc generatorów liczb pseudolosowych
(funkcja rand w rodowisku C/C++) do uzyskania warto ci próbek procesu stochastycznego o
rozkładzie Gaussa, modeluj cego szum w kanale radiokomunikacyjnym. Przy implementacji
modelu kanału radiokomunikacyjnego pomini to modelowanie zakłóce impulsowych.
Podczas prowadzonych bada symulacyjnych przyj to, e wyniki symulacyjne mo na
uzna za wiarygodne, gdy badania symulacyjne b d dokonywane na ci gach nb-bitowych o
długo ciach [6]
nb ≥
10
BER(1 − BER)
(26)
Zakładaj c stop bł dów, np. BER = 10-3 uzyskujemy liczb bitów w ci gu nie mniejsz
ni 104.
Pewnym problemem przy badaniach symulacyjnych systemów radiokomunikacyjnych
jest długi czas potrzebny do ich przeprowadzenia. Najbardziej czasochłonnym etapem jest
symulacja przesyłania sygnału przez kanał radiokomunikacyjny. Mimo zastosowanych
uproszcze w modelu kanału, czas oczekiwania na uzyskanie pojedynczego wyniku
symulacyjnego dla otrzymania charakterystyki szumowej zajmował stosunkowo du o czasu.
W zwi zku z tym liczba przeprowadzonych prób symulacyjnych była zbyt mała do
wykonania dodatkowej obróbki statystycznej uzyskanych wyników, polegaj cej m.in. na
oszacowaniu warto ci redniej i okre leniu przedziału ufno ci dla ka dego wyniku
symulacyjnego. Warto tu jednak zauwa y , e podej cie takie jest niestety powszechnie
stosowane w pracach publikowanych w czasopismach i materiałach konferencyjnych o
najwy szej randze.
6.3.2. Wyniki bada symulacyjnych w kanale AWGN
Podstawowym badaniem w ramach niniejszego opracowania było przeprowadzenie
symulacji pracy toru nadawczo-odbiorczego modemu w obecno ci addytywnego szumu
gaussowskiego. Uzyskane rezultaty, tzw. charakterystyki szumowe systemu, czyli BER (Bit
Error Rate) w funkcji Eb/N0, dla wszystkich pi ciu rekomendowanych rodzajów modulacji
zostały zebrane w tabl. 37 i zobrazowane na rys. 38. Otrzymane wyniki pokrywaj si z
wynikami publikowanymi w literaturze przedmiotu. Jak mo na było si spodziewa ,
najbardziej odpornym na zakłócenia rodzajem modulacji, spo ród wszystkich przebadanych,
jest modulacja QPSK, a najgorsz pod tym wzgl dem jest modulacja 64QAM. Słab
odporno na zakłócenia modulacji z rodziny MQAM, np. wspomnianej wy ej modulacji
64QAM w porównaniu z QPSK mo na zaobserwowa porównuj c wykresy konstelacji obu
typów modulacji, co zostało przedstawione na rys. 39.
65
Tabl. 37. Zestawienie wyników BER = f(Eb/N0) dla wybranych rodzajów modulacji dla
kanału z addytywnym szumem gaussowskim.
Eb
[dB ]
N0
Rodzaj modulacji
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
1,00E+00
0
QPSK
8PSK
16QAM
32QAM
64QAM
0.4777920
0.4527850
0.4028570
0.2924330
0.1554540
0.0516059
0.0107856
0.0020399
0.0002025
0.0001374
---------------------
0.4922450
0.4880980
0.4696760
0.4391540
0.3852480
0.2930990
0.1735870
0.0696856
0.0207417
0.0042245
0.0007523
0.0000772
-----------------
0.4992040
0.4956780
0.4916850
0.4833440
0.4590710
0.421170
0.3456160
0.2300060
0.1030060
0.0334274
0.0069842
0.0009259
0.0002568
0.0000506
-------------
0.49899300
0.49764800
0.49509300
0.49009800
0.48334800
0.46659700
0.43276000
0.38719300
0.30010700
0.19247400
0.10252000
0.03771410
0.01036170
0.00223669
0.00050637
0.00002604
---------
0.49976600
0.49926200
0.49789000
0.49853900
0.49365100
0.48903600
0.47801900
0.45793300
0.42278900
0.37120000
0.29758400
0.20459100
0.12077800
0.05235340
0.02022570
0.00672984
0.00139853
0.00026283
0.00015914
0.00000723
1
2
3
4
5 6
7
8
9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20
1,00E-01
BER
1,00E-02
1,00E-03
1,00E-04
1,00E-05
1,00E-06
QPSK
8PSK
16QAM
32QAM
64QAM
Eb/N0 [dB]
Rys. 38. Charakterystyki szumowe dla wybranych rodzajów modulacji w kanale z
addytywnym szumem gaussowskim.
66
Wykresy te zostały sporz dzone dla Eb/N0 = 10 dB. Wida , e dla modulacji QPSK
punkty na konstelacji maj charakter rozmyty, jednak znajduj si na wła ciwym polu
decyzyjnym. Natomiast dla modulacji 64QAM wyra nie wida , e obszary decyzyjne s
wymieszane, co przenosi si na niezerow stop bł dów dla tej warto ci stosunku Eb/N0.
a)
Q
b)
I
Q
I
Rys. 39. Ilustracja graficzna odporno ci na zakłócenia modulacji a) QPSK oraz b) 64QAM
dla Eb/N0 = 10 dB.
Otrzymane rezultaty wiadcz o tym, e pakiet symulacyjny został zaimplementowany
poprawnie i mo e stanowi (poszczególne bloki funkcjonalne zaimplementowanego toru
nadawczo-odbiorczego modemu) punkt wyj cia do tworzenia oprogramowania dla potrzeb
urz dzenia definiowanego programowo.
6.3.3. Wyniki bada symulacyjnych w kanale z zanikami
Dodatkowo, w ramach niniejszego opracowania, przeprowadzono wst pne badania
efektywno ci transmisji danych w opracowanym symulatorze toru nadawczo-odbiorczego w
kanale z zanikami i addytywnym szumem gaussowskim. W zaleceniach ITU-R [19] badania
modemów krótkofalowych powinno przeprowadza si przy zało eniu dwupr kowej
odpowiedzi impulsowej o równych rednich tłumieniach. Zestawienie poszczególnych
rodowisk testowych rekomendowanych do testów dla systemów krótkofalowych wraz z
odpowiadaj cymi im parametrami wzgl dnych opó nie pomi dzy pr kami oraz
warto ciami tzw. rozmycia cz stotliwo ci na skutek efektu Dopplera zostało przedstawione w
tabl. 38. Ponadto, tzw. trudne warunki propagacyjne ze statystycznego punktu widzenia
powinny by opisane nast puj co:
• Strefa równikowa (low latitudes):
o ró nica czasu opó nie rz du 4 ms wyst puje w 5 % czasu,
o rozmycie cz stotliwo ci rz du 3 Hz wyst puje w 5 % czasu.
• Strefa podbiegunowa (high latitudes):
o ró nica czasu opó nie rz du 5 ms wyst puje w 5 % czasu,
o rozmycie cz stotliwo ci rz du 25 Hz wyst puje w 5 % czasu.
67
Tabl. 38. Zalecane przez ITU-R [19] rodowiska testowe dla systemów krótkofalowych.
Ró nica czasu
opó nie
Rozmycie
cz stotliwo ci 2σ
[ms]
0,5
[Hz]
0,5
Umiarkowane warunki
2
1,5
Trudne warunki
6
10
Dobre warunki
0,5
0,1
Umiarkowane warunki
1
0,5
Trudne warunki
2
1
Dobre warunki
1
0,5
Umiarkowane warunki
3
10
Trudne warunki
7
30
rodowisko
propagacyjne
Dobre warunki
Strefa równikowa
(low latitudes)
Strefa umiarkowana
(mid-latitudes)
Strefa podbiegunowa
(high latitudes)
Z przeprowadzonych bada symulacyjnych toru nadawczo-odbiorczego w kanale z
zanikami i addytywnym szumem gaussowskim wynika, e opracowane metody demodulacji i
detekcji sygnału odbieranego wykazuj dobre wła ciwo ci jedynie dla modulacji QPSK.
Pozostałe rodzaje modulacji w tym rodowisku charakteryzuj si słab odporno ci na
zakłócenia. W tab. 39 i na rys. 40 zostały przedstawione i zobrazowane charakterystyki
szumowe dla umiarkowanego rodowiska propagacyjnego (strefa, w której znajduje si
Polska) dla stosunkowo dobrych warunków, tzn. ró nica czasu opó nie pomi dzy dwoma
rozpatrywanymi trasami propagacji wynosiła 0,5 ms, a zdefiniowane powy ej rozmycie
cz stotliwo ci 2σ przyjmowało warto 0.1 Hz.
Tabl. 39. Zestawienie wyników BER = f(Eb/N0) dla wybranych rodzajów modulacji dla
kanału z zanikami i addytywnym szumem gaussowskim w strefie umiarkowanej – dobre
warunki propagacyjne.
Eb
[dB ]
N0
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
22
24
26
28
30
Rodzaj modulacji
QPSK
8PSK
16QAM
0.490126
0.47520300
0.40512900
0.22522400
0.05386280
0.00553385
0.00004340
-------------------
0.49814300
0.49453100
0.48069500
0.45479400
0.41075400
0.34568900
0.27493700
0.21883700
0.18158800
0.15327000
0.12982700
0.11675800
0.11148700
0.10319700
0.09982160
0.09739590
0.4992400
0.49910300
0.49725800
0.48972100
0.48007800
0.46272100
0.44023100
0.42071800
0.40525500
0.39214000
0.38002000
0.37415700
0.36850000
0.37182800
0.36590300
0.36503500
68
Dla stosunku Eb/N0 powy ej 12 dB dla modulacji QPSK stopa bł dów BER oscylowała
w okolicach zera. Natomiast dla pozostałych modulacji, tzn. 8PSK i 16QAM, nawet przy
du ym stosunku sygnał/szum si gaj cym 30 dB, liczba bł dnie odebranych bitów w stosunku
do wszystkich nadanych wynosiła odpowiednio 12 % i blisko 38 %.
1,00E+00
1,00E-01
2
4
6
8
10 12
14
16
18
20 22 24
26
28
30
32
QPSK
8PSK
BER
1,00E-02
0
16QAM
1,00E-03
1,00E-04
1,00E-05
Eb/N0 [dB]
Rys. 40. Charakterystyki szumowe dla wybranych rodzajów modulacji w kanale z zanikami i
addytywnym szumem gaussowskim w strefie umiarkowanej – dobre warunki propagacyjne.
Rys. 41. Ilustracja graficzna odporno ci na zakłócenia modulacji a) 8PSK oraz b) 16QAM na
zakłócenia w kanale z zanikami i addytywnym szumem gaussowskim w strefie umiarkowanej
– dobre warunki propagacyjne.
69
Dla pozostałych rodzajów modulacji, czyli 32QAM i 64QAM stopa bł dów oscylowała
wokół warto ci 48 %, nawet dla znacznie wi kszych stosunków Eb/N0 ni te, które zostały
uwzgl dnione w tabl. 39. Oznacza to, e w rzeczywistym systemie radiokomunikacyjnym
przepływno bitowa zarezerwowana dla tego typu modulacji byłaby znacznie mniejsze, a
system charakteryzowałby si znaczn liczb retransmitowanych pakietów bł dnie
odebranych. Na rys. 41 przedstawiono równie wykresy konstelacji obu typów modulacji
(8PSK oraz 16QAM) w obecno ci zaników i szumu gaussowskiego dla Eb/N0 = 10 dB. Dla
pozostałych rodowisk propagacyjnych wymienionych w tabl. 38 uzyskiwana jako odbioru
była słaba, w zwi zku z tym wyniki te nie zostały zaprezentowane w niniejszym
opracowaniu.
Podsumowuj c wyniki przeprowadzonych bada w obecno ci zaników i addytywnego
szumu gaussowskiego mo na stwierdzi , e w opracowywanym modelu modemu radiowego
nale y zastosowa bardziej skomplikowane metody detekcji sygnału, oparte na korektorach
adaptacyjnych, wykorzystuj cych algorytm Viterbiego.
70
7. Przegl d wybranych modemów działaj cych na zakresie fal krótkich
Przegl d obejmuje krótki opis czterech modemów działaj cych w pa mie HF, z których
trzy pierwsze s typowym przykładem modemów o zastosowaniu wojskowym, a ostatni jest
modemem komercyjnym. Modemy te zostały zaprojektowane pod k tem zgodno ci ze
standardami wojskowymi USA (seria MIL-STD), NATO (seria SANAG) oraz, w przypadku
modemu komercyjnego, normami cywilnymi.
7.1. Modem MDM-Q9604 firmy Rockwell Collins [9]
Modem MDM-Q9604, firmy Rockwell Collins, jest szybkim, czterokanałowym
modemem krótkofalowym przystosowanym do pracy w standardowym kanale 3 kHz w
systemie radiowym SSB (Single Sideband) lub poprzez dwa takie kanały w systemie ISB
(Independent Sideband). W pierwszym przypadku mo e on pracowa z maksymaln
przepływno ci 9600 bit/s, w drugim 19200 bit/s. Dodatkow cech tego modemu jest
mo liwo wykorzystywania trzech kanałów (pasmo 9 kHz) lub nawet czterech kanałów
(pasmo 12 kHz), co umo liwia zwi kszenie przepływno ci a do 64 kbit/s. W tabl. 40
pokazano tryby pracy modemu MDM-Q9604, natomiast tabl. 41 przedstawia jego dane
techniczne.
Tabl. 40. Tryby pracy modemu MDM-Q9604.
Przepływno
informacyjna
Kodowanie i modulacja
Standard
3200, 4800, 6400,800, 9600 bit/s
12800 bit/s
Kodowanie; PSK/QAM
Bez kodowania; QAM
MIL-STD-188-110B,Append. C
9600, 12800, 16000, 19200 bit/s
Kodowanie; PSK/QAM
MIL-STD-188-110B, Append. F
9600, 12800, 16000, 19200 bit/s
Kodowanie; PSK
75, 150, 300, 600, 1200,2400 bit/s Bez kodowania; PSK
STANAG 4285
75, 150, 300, 600, 1200, 2400 bit/s Kodowanie; PSK
4800 bit/s
Bez kodowania; PSK
MIL-STD-188-110A
75, 150, 300, 600, 1200 bit/s
600, 1200, 1800 bit/s
Kodowanie; PSK
Bez kodowania; PSK
STANAG 4529
75 bit/s (NATO Robust
Waveform)
Sekwencja z rozpraszaniem STANAG 4415
widma
75 bit/s
75 do 1200 bit/s (co 75 bit/s)
Jednokanałowe FSK
Wielokanałowe FSK
STANAG 4481
50, 75, 150, 300, 600, 1200 bit
FSK
Programowalne FSK
9600, 8000, 6400, 4800, 3200,
QAM/PSK
2400, 1200, 600, 300, 150, 75 bit/s
STANAG 4539
8000, 6400, 4800, 3200, 2400,
1200, 600, 300, 150, 75 bit/s
7680
Comm. Airborn
(kanał 2400 Hz)
QAM/PSK
Bez kodowania, QAM
MIL-STD-188-110B, Appendix C
plus 12800, 16000 bit/s;
QAM/PSK
MIL-STD-188-110B, Appendix F
VHDR (Very HighData Rate)
1 kanał
71
plus 24000, 32000 bit/s;
9,6; 14,4; 19,2; 24; 28,8; 38,4,
48 kbit/s
9,6; 14,4; 19,2; 24; 28,8; 38,4,
48 kbit/s
QAM/PSK
2 kanały
QAM/PSK
3 kanały
QAM/PSK
4 kanały
75, 150, 300, 600, 1200, 2400 bit/s QDPSK
MIL-STD-188-110B,
Append. B 39-Tone
Zgodna z MIL-STD-188-110B,
Append. B, C i F
MIL-STD-188-110B,
QAM/PSK/QDPSK/FSK
Tabl. 41. Dane techniczne modemu MDM-Q9604.
Interfejs danych u ytkownika
Szeregowy: EIA-232D, RS-422/423, MIL-STD-188-114;
Ethernet: 10/100 Base-T (IEEE 802.3U)
Styk z wyposa eniem radiowym,
odbiór
Symetryczny 600 Ω, od -40 dBm do +10 dBm (poziom
nominalny 0 dBm)
nadawanie
Symetryczny 600 Ω, poziom regulowany od -30 dBm do
+10 dBm
Kluczowanie wyposa eniem
radiowym
Zwarcie styku, „open collector” i 6-volt, w ka dym kanale
audio
Port zdalnego sterowania
Niesymetryczny EIA-232D, symetryczny EIA-422, EIA-485
Sterowanie wewn trzne
Poprzez manipulatory i wy wietlacz na płycie czołowej lub
graficzny interfejs u ytkownika (GUI) dla systemu Windows
lub Linux X
Port klawiatury (opcja)
Standard PS/2
Port myszy (opcja)
Standard PS/2
Port monitora (opcja)
VGA/SVGA (zł cze 15 pinowe)
Procesor
Pentium® III, 850 MHz do 1 GHz
Zasilanie AC
85 V do 256 V, 47 do 440 Hz, 50 W max
Zasilanie DC
19 V do 30 V
Wymiary
Wysoko : 4,4 cm; szeroko : 40,6 cm; gł boko : 40,5 cm.
Mo liwo
montowania w standardowym 19-calowym stojaku.
Waga
3,9 kg
7.2. Modem RM6 firmy RapidM [22]
Modem RM6, południowoafryka skiej firmy RapidM, jest modem krótkofalowym
wyposa onym w funkcje automatycznego zestawiania poł czenia (ALE) drugiej generacji.
Modem mo e pracowa zgodnie ze standardami: MIL-STD-188-110 A/B, STANAG 4539,
4285, 4529, 4415 i 4481. Transfer danych z przepływno ci do 9600 bit/s jest realizowany
poprzez standardowy, 3-kilohercowy kanał SSB. Przepływno ta mo e by zwi kszona do
19200 bit/s przy wykorzystaniu dwóch kanałów ISB. Zastosowane procedury adaptacyjnej
korekcji sygnału odbieranego przeciwdziałaj efektom wielodrogowej propagacji fal
radiowych w kanale HF. Korekcja bł dów (FEC) jest realizowana poprzez poł czenie
kodowania splotowego i mi kkodecyzyjnego dekodowania Viterbiego.
72
Podstawowe funkcje protokołu ALE s zgodne ze standardem MIL-STD-188 141B
Appendix A i obejmuj wywołania indywidualne, wywołania do wielu u ytkowników
jednocze nie oraz nasłuch i skanowanie do 5 kanałów na sekund . Modem jest
przystosowany do zaimplementowania funkcji ALE trzeciej generacji (MIL-STD-188-141B,
STANAG 4538). Tryby pracy modemu MDM-Q9604 przedstawione zostały w tabl. 42, z
kolei tabl. 43 zawiera jego podstawowe dane techniczne.
Tabl. 42. Tryby pracy modemu RM6.
Przepływno
informacyjna
Kodowanie/Modulacja
3200, 4800, 6400,800, 9600 bit/s
Kodowanie
12800 bit/s
Bez kodowania
9600, 12800, 16000, 19200 bit/s
Kodowanie
PSK/QAM MIL-STD-188-110B, Append. C
PSK/QAM MIL-STD-188-110B, Append. F
75, 150, 300, 600, 1200, 2400
Kodowanie
3200, 4800, 6400, 8000, 9600 bit/s
12800 bit/s
Standard
PSK/QAM STANAG 4539
Bez kodowania
75, 150, 300, 600, 1200, 2400 bit/s Kodowanie
PSK
MIL-STD-188-110B, § 5.3
4800 bit/s
Bez kodowania
75 bit/s (NATO)
Kodowanie
PSK
STANAG 4415
75, 150, 300, 600, 1200, 2400 bit/s Kodowanie
PSK
STANAG 4285
PSK
STANAG 4529
PSK
STANAG 4481
1200, 2400, 3600 bit/s
Bez kodowania
75, 150, 300, 600, 1200 bit/s
Kodowanie
600, 1200, 1800 bit/s
Bez kodowania
300 bit/s
Kodowanie
50, 75, 150, 300, 600 bit/s
Bez kodowania FSK
Programowalne FSK
Tabl. 43. Dane techniczne modemu RM6.
Port danych DTE
Symetryczny EIA RS-422, niesymetryczny EIA RS-423/RS-232D
(zł cze DB 25);
Synchroniczny:
•
Zegar wewn trzny lub zewn trzny, 75 do 19200 bit/s, Full
Duplex
•
Zegar wewn trzny (generowany przez DCE), zewn trzny
(generowany przez DTE).
Asynchroniczny:
•
50 do 115200 bit/s, Full Duplex, 5/6/7/8 bitów danych, 1 lub 2
bity stop;
•
CTS/RTS lub XON/XOFF.
Port zdalnego
sterowania
EIA-485, RS-232D (zł cze DB 9):
Polaryzacja wybierana, 50 do 19200 bit/s, 1 lub 2 bity stop, 8 bitów
znaku,
sterowanie przepływem danych CTS/RTS lub XON/XOFF, protokół
firmowy.
73
GPS / Aux Port
Polaryzacja wybierana, 50 do 19200 bit/s, 1 lub 2 bity stop, 7/8 bitów
znaku,
protokół NMEA lub firmowy (Aux).
ETHERNET
Data&Control, 10/100 Base T, zł cze RJ 45, stos protokołów TCP/IP,
protokół firmowy.
Styk z
wyposa eniem
radiowym
2 kanały. Zł cza DB9.
Port wej ciowy: symetryczny 600 Ω, -30 dBm do +10 dBm, bez regulacji.
Port wyj ciowy: symetryczny 600 Ω, -40 dBm do +10 dBm, regulowany.
Sterowanie
wewn trzne
Poprzez wy wietlacz graficzny LCD (32x202 pikseli) i 16-stykow
klawiatur .
Zasilanie AC
87 V do 267 V, 47 do 440 Hz,
Wymiary
Wysoko : 41 mm; szeroko : 217,65 mm, gł boko : 223,4 mm.
Waga
2,2 kg
7.3. Modem RF-5710A-MD001 firmy Harris [20], [21]
Model RF-5710A-MD001 jest najbardziej technicznie zawansowanym modemem
krótkofalowym oferowanym przez firm Harris Corporation. Jest on zgodny ze standardami:
MIL-STD-188-110B, STANAG 4539, MIL-STD-110A, STANAG 4285, STANAG 4481,
STANAG 4529, STANAG 4415, STANAG 5065 i FSK. Zastosowany korektor adaptacyjny
skutecznie przeciwdziała efektom interferencji mi dzysymbolowych spowodowanych
propagacj wielodrogow w kanale HF. Na jako
pracy modemu wpływa równie
zastosowanie splotowego kodowania korekcyjnego (FEC) oraz mi kkodecyzyjnego
dekodowania Viterbiego, dla całego zakresu przepływno ci od 75 do 9600 bit/s.
Rozwi zanie konstrukcyjne modemu uwzgl dnia potrzeby wynikaj ce z nowych
standardów NATO. Dotyczy to oprogramowania umo liwiaj cego „upgrade” w warunkach
polowych oraz gotowo do stosowania protokołu IP z wbudowanym interfejsem Ethernet dla
przyszłych zastosowa sieciowych
Rozbudowany interfejs u ytkownika zło ony z przycisków oraz wy wietlacza LCD
pozwala na wybranie typu modulacji, przepływno ci u ytkowej oraz innych parametrów
u ytecznych modemu. Jest to mo liwe równie poprzez interfejs zdalnego sterowania.
Modem wyposa ony jest w szyn zdalnego sterowania typu multi-drop, która pozwala na
zaadresowanie wielu podł czonych do niej modemów. Polecenia zdalnego sterowania s
zgodne z wymaganiami standardu STANAG 5066 Annex E. Modem jest wyposa ony w
szereg interfejsów zapewniaj cych kompatybilno z ró nego rodzaju terminalami oraz
wyposa eniem radiowym i kryptograficznym. Tryby pracy modemu RF-5710A-MD001
zostały przedstawione w tabl. 44, a tabl. 45 zawiera jego podstawowe dane techniczne.
Tabl. 44. Tryby pracy modemu RF-5710A-MD001.
Przepływno
informacyjna
Kodowanie/Modulacja
3200, 4800, 6400,800, 9600 bit/s
Kodowanie
12800 bit/s
Bez kodowania QAM
9600, 12800, 16000, 19200 bit/s
Kodowanie
Standard
PSK/QAM MIL-STD-188-110B, Append. C
STANAG 4539
PSK/QAM MIL-STD-188-110B, Append. F
75, 150, 300, 600, 1200, 2400 bit/s Kodowanie
39 Tone
PSK
74
MIL-STD-188-110B, Append. B
3200, 4800, 6400,800, 9600 bit/s
Kodowanie
PSK/QAM STANAG 5066, Annex G
12800 bit/s
Bez kodowania QAM
75, 150, 300, 600, 1200, 2400 bit/s Kodowanie
PSK
MIL-STD-188-110A,
Serial Tone
PSK
STANAG 4529
4800 bit/s
Bez kodowania
75, 150, 300, 600, 1200 bit/s
Kodowanie
600, 1200, 1800 bit/s
Bez kodowania
75 bit/s (NATO)
Kodowanie
PSK
STANAG 4415
300 bit/s
Kodowanie
PSK
STANAG 4481
75 bit/s
Bez kodowania FSK
50 do 600 bit/s
Bez kodowania FSK
FSK
Tabl. 45. Dane techniczne modemu RF-5710A-MD001.
Port danych DTE
Symetryczny EIA RS-422, niesymetryczny EIA RS-423/RS-232D,
niesymetryczny MIL-STD-188-114
Synchroniczny: polaryzacja wybierana, wewn trzny lub zewn trzny zegar
danych, 75 do 12800 bit/s
Asynchroniczny: polaryzacja wybierana, 50 do 19200 bit/s, 1 lub 2 bity stop.
Port zdalnego
sterowania
EIA-485, EIA RS-422 symetryczny, EIA RS –423/RS-232D
niesymetryczny, format ASCII zgodny ze STANAG 5066 Annex E, 50 do
115200 bit/s.
GPS / Aux Port
Polaryzacja wybierana, 50 do 19200 bit/s, 1 lub 2 bity stop, 7/8 bitów znaku,
protokół NMEA lub firmowy (Aux).
Styk z
wyposa eniem
radiowym
Port wej ciowy: symetryczny 600 Ω, -30 dBm do +10 dBm, bez regulacji.
Port wyj ciowy: symetryczny 600 Ω, -40 dBm do +10 dBm, regulowany.
Wymiary
Wysoko : 4,5 cm; szeroko : 21,3 cm, gł boko : 30,5 cm
Waga
1,8 kg
7.4. Modem IPDT-1050 firmy IP Unwired [1]
Modem IPDT-1050 kanadyjskiej firmy IP Unwired, jest przykładem konstrukcji opartej
na nowej technologii SDCP (Software Definable Communications Platform). Jest to modem
przeznaczony do zastosowa komercyjnych, działaj cy zgodnie z wi kszo ci standardów
opisuj cych modemy krótkofalowe, zarówno wojskowych jak i cywilnych. Odpowiednikiem
modemu IPDT-1050 w wersji wojskowej jest przedstawiony powy ej modem MDM-Q9604,
firmy Rockwell Collins. Tabl. 46 przedstawia podstawowe dane techniczne, a w tabl. 47
zebrano tryby pracy tego modemu.
Tabl. 46. Dane techniczne modemu IPDT-1050.
Interfejs danych u ytkownika
Szeregowy: asynchroniczny, 75 bit/s do 38,4 kbit/s, RS-232
(zł cze DB25); Ethernet: 10/100 Base-T
odbiór
Symetryczny 600 Ω, od -30 dBm do +5 dBm (poziom
nominalny 0 dBm)
nadawanie
Symetryczny 600 Ω, poziom regulowany od -10 dBm do +3
dBm
75
Zdalnego sterowania
Opcjonalne, poprzez Ethernet lub interfejs szeregowy
Sterowanie wewn trzne
Poprzez manipulatory i wy wietlacz na płycie czołowej lub
poprzez monitor mysz (graficzny interfejs u ytkownika-GUI)
Port klawiatury (opcja)
Standard PS/2
Port myszy (opcja)
Standard PS/2
Port monitora (opcja)
SVGA (zł cze 15 pinowe)
Procesor
Pentium® III, 850 MHz do 1 GHz
Zasilanie AC
85 V do 256 V, 47 do 440 Hz, 50 W max
Zasilanie DC
19 V do 30 V
Wymiary
Wysoko : 1,75"; szeroko : 8,75"; gł boko : 10,5
Waga
~8 lbs
Tabl. 47. Tryby pracy modemu IPDT-1050.
Modulacja
Standard
QAM
Bardzo du e przepływno ci
(Standard firmowy)
QAM, PSK,
Walsh
STANAG 4539
PSK
STANAG 4285
Walsh
STANAG 4415
Walsh/PSK
MIL-STD-188-110 A
Serial Tone
39-Tone
MIL-STD-188-110 B
APPENDIX B
3200-9600 bit/s, kodowanie
12800 bit/s, bez kodowania
QAM, PSK
MIL-STD-188-110 B
APPENDIX C
(wymagane dwa kanały)
QAM, PSK
MIL-STD-188-110 B
APPENDIX F
50, 75, 150, 300, 600, 1200 bit/s, bez kodowania
FSK
Programowalne FSK
75, 150, 300, 600, 1200 bit/s, kodowanie
600, 1200, 1800 bit/s, bez kodowania
PSK
STANAG 4529
Przepływno
informacyjna
3200-16000 bit/s, kodowanie (SSB)
9600- 32000 bit/s, kodowanie (ISB)
75-9600 bit/s, kodowanie,
1200, 2400, 3600 bit/s, bez kodowania
75 bit/s, kodowanie
75, 150, 300, 600, 1200 i 2400 bit/s, kodowanie
75, 150, 300, 600, 1200, 2400, 3600, 4800,
QAM, PSK,
6400, 8000 bit/s, kodowanie, 9600 bit/s, bez kodowania
Walsh
Comm. Airborne
1800
75, 150, 300, 600, 1200, 2400, 3600, 4800,
6400, bit/s, kodowanie; 7680 bit/s, bez kodowania
Comm. Maritime
1440
QAM, PSK,
Walsh
Modem IPDT-1050 mo e by przykładem konstrukcji, która umo liwia konfigurowanie
zarówno za pomoc elementów steruj cych umieszczonych na płycie czołowej jak i poprzez
graficzny interfejs u ytkownika (GUI). Płyta czołowa i płyta tylna modemu pokazane zostały
odpowiednio na rys. 42 i rys. 43.
76
a)
b)
Rys. 42. Usytuowanie a) zł czy na płycie tylnej, b) elementów steruj cych na płycie czołowej
modemu IPDT-1050.
Oznaczenia: 1 - zł cze do podł czenia wyposa enia radiowego (DB 25); 2, 3, 4 - zł cza
nie wykorzystywane, przeznaczone dla pó niejszych zastosowa , 5 - port monitora
ekranowego (SVGA); 6 - port szeregowy (RS-232C/E, zł cze DB9); 7 - zł cza USB, (port
2 nie u ywany); 8 - port klawiatury (zł cze PS/2); 9 - port myszy (Zł cze PS/2); 10 Ethernet 10/100Base (Zł cze RJ 45); 11 - port równoległy (nie u ywany); 12 - zasilanie
12 V DC; 13 - wł cznik modemu; 14 - ciekłokrystaliczny wy wietlacz graficzny; 15 przycisk steruj cy; 16 - wska nik nadawania; 17 - wska nik zał czenia zasilania.
77
8. Interfejsy u ytkownika
8.1. Konwencjonalny interfejs asynchroniczny
Modem radiowy powinien by wyposa ony w interfejs umo liwiaj cy współprac z
terminalem (DTE) przy wykorzystaniu asynchronicznej transmisji znakowej. Pocz tek znaku
stanowi bit startu, wykorzystywany jedynie do celów synchronizacyjnych. Dalej nast puje N
bitów danych oraz pewna minimalna liczba (jeden lub dwa) bity stopu. Liczba bitów danych
N mo e wynosi 5,6,7 lub 8, wł czaj c w to ewentualne bity parzysto ci. Tak wi c, wysyłane
przez terminal znaki o długo ci N+2 lub N+3 bitów powinny by w sposób ci gły przesyłane
do modemu. Ró nice czasowe pomi dzy znakami przekazywanymi przez DTE i nadawanymi
przez modem powinny by wyrównywane poprzez wtr canie dodatkowych bitów stopu.
8.2. Szybki interfejs asynchroniczny ze sterowaniem przepływem danych
W niektórych przypadkach, szybkie interfejsy u ytkownika wymieniaj dane z
modemem w postaci 8-bitowych słów. Równie rozmiary bloków danych wej ciowych
pokazane w tabl. 12 s wielokrotno ci 8. Z tego powodu wprowadzono opcjonalny tryb
interfejsu asynchronicznego, w którym 8-bitowy znak jest zsynchronizowany z 256-cio
symbolow ramk danych modemu, co umo liwia rezygnacj z transmitowania bitów startu i
stopu. Zakłada si , e w tym trybie działania przepływno DTE jest nieco wy sza od
przepływno ci modemu, czego konsekwencj jest zastosowanie procedury sterowania
przepływem danych (flow control). Procedura ta zatrzymuje chwilowo przepływ danych
pomi dzy DTE i modemem w przypadku przepełnienia buforu wej ciowego modemu. W
przypadku przeciwnym, tzn. kiedy bufor wej ciowy pozostaje pusty, modem stwierdza, e
DTE zako czyło nadawanie danych i inicjuje procedur zako czenia transmisji wiadomo ci.
Taki tryb działania eliminuje potrzeb transmitowania znaków „zerowych” w celu
wyrównania szybko ci danych (rate padding).
8.3. Interfejs synchroniczny
W przypadku stosowania interfejsu synchronicznego, mo e by wykorzystywany zegar
danych nadawanych (TxC): wewn trzny, generowany przez DCE lub zewn trzny,
dostarczany przez DTE. W trybie synchronicznym powinny by transmitowane wszystkie
dane u ytkownika pojawiaj ce si w przedziale czasu pomi dzy wysłaniem przez modem
potwierdzenia CTE i wył czeniem przez DTE sygnału RTS. Wszystkie bity odbierane w tym
czasie po drugiej stronie ł cza radiowego powinny by dostarczane przez modem do DTE.
Nie jest wykluczone zastosowanie mechanizmu buforowania umo liwiaj cych nadawanie i
odbiór bitów u ytkownika poza tym przedziałem czasu.
8.4. Ethernet
Wyposa enie modemu powinno obejmowa interfejs typu Ethernet, umo liwiaj cy
transfer danych w trybie bajtowym. Przekazywane bajty danych powinny by
zsynchronizowane z granicami bloku danych (ramk ) modemu. Interfejs powinien zapewnia
zarówno transfer danych jak i przekazywanie sygnałów steruj cych. Interfejs Ethernet jest
przeznaczony do podł czenia sieci LAN i wykorzystuje zł cze typu RJ-45.
78
8.5. Parametry styku z DTE
8.5.1. Parametry funkcjonalne
Parametry funkcjonalne styku z DTE powinny by zgodne z zaleceniem CCITT V.24,
którego odpowiednikiem jest standard EIA RS 232C. W tabl. 48 pokazano podstawowe
obwody funkcjonalne interfejsu V.24/RS-232C oraz numery ich wyprowadze w zł czach
DB-25 i DB-9.
Tabl. 48. Obwody funkcjonalne interfejsu V.24/RS232C.
Skrót
Opis
PG
Ziemia ochronna
(Protective Ground)
Ziemia sygnałowa
(Signal Ground)
Dane nadawane
(Transmitted Data)
Dane odbierane
(Received Data)
Obecno fali no nej
(Data Carrier Detect)
danie nadawania
(Request to Send)
Gotowo do nadawania
(Clear to Send)
Gotowo modemu
(Data Set Ready)
Gotowo terminala
(Data Terminal Ready)
Zegar danych nadawanych
(Transmit Clock from DTE)
Zegar danych nadawanych
(Transmit Clock)
Zegar danych odbieranych
(Receive Clock )
GND
TxD
RxD
DCD
RTS
CTS
DSR
DTR
TxC
TxC
RxC
V.24
Oznaczenie
Nr styku
DB 9
ródło
RS-232C
DB 25
101
AA
1
102
AB
7
5
103
BA
2
3
DTE
104
BB
3
2
DCE
109
CF
8
1
DCE
105
CA
4
7
DTE
106
CB
5
8
DCE
107
CC
6
6
DCE
108
CD
20
4
DTE
113
DA
24
DTE
114
DB
15
DCE
115
DD
17
DCE
8.5.2. Parametry elektryczne
Parametry elektryczne styku z DTE powinny by zgodne z Zaleceniem CCITT V.28,
którego podstawowe wymagania zostały przytoczone poni ej.
a) Obci enie:
3k
RL 7 k
CL 2500 pF
b) Warto ci napi na liniach danych:
„1” logiczna -15 V U -3 V
„0” logiczne +3 V U +15 V
b) Warto ci napi na liniach steruj cych i podstawy czasu:
„1” logiczna +3 V U +15 V
79
„0” logiczne -15 V
U
-3 V
Uwaga: Obszar przej ciowy -3 V
U
+3 V nie okre la jednoznacznie stanu linii, za
wyj tkiem obwodów RTS, DSR i DTR, dla których powinien by interpretowany jako „0”.
8.6. Parametry styku z wyposa eniem radiowym
Modem powinien współpracowa z wyposa eniem radiowym HF poprzez styk
analogowy w pa mie akustycznym, symetryczny wzgl dem ziemi i zapewniaj cy izolacj
galwaniczn , o podanej poni ej charakterystyce.
a) Wyj cie modulatora:
• impedancja wyj ciowa 600 Ω ,
• tłumienno niedopasowania 26 dB,
• tłumienno asymetrii 40 dB,
• poziom wyj ciowy regulowany w zakresie –10 dBm do + 3 dBm,
b) Wej cie demodulatora:
• impedancja wej ciowa 600 Ω,
• tłumienno niedopasowania 26 dB,
• tłumienno asymetrii 40 dB,
• zakres poziomu sygnału odbieranego –10 dBm do + 3 dBm.
8.7. Tryby pracy modemu
Modem mo e pracowa zarówno w trybie „półdupleks” (half duplex) jak i w trybie
„dupleks” (full duplex).
„Półdupleks” jest podstawowym trybem pracy dla modemu podł czonego do takich
urz dze radiowych HF, które nie umo liwiaj jednoczesnego nadawania i odbioru. Tryb ten
jest stosowany równie , je eli tylko jeden kanał HF jest dost pny dla nadawania i odbioru.
Praca w trybie „dupleks” wymaga nadajnika i odbiornika radiowego po ka dej stronie
ł cza i oddzielnego kanału dla ka dego kierunku transmisji. Powoduje to zwi kszenie kosztu
wyposa enia radiowego i dlatego tryb ten jest wykorzystywany tylko w takich aplikacjach, w
których jest niezb dny. Do aplikacji takich mo na zaliczy poł czenia pomi dzy sieciami
komputerowymi.
W trybie „dupleks”, po odbiorze od DTE sygnału RTS, modem powinien wykona
nast puj ce działania:
• wysła do DTE sygnał CTS,
• rozpocz wprowadzanie danych do tablicy przeplotu,
• rozpocz nadawanie preambuły synchronizacyjnej.
W trybie „półdupleks”, je eli modem współpracuje z wyposa eniem radiowym bez
mo liwo ci automatycznego zestawiania poł cze (ALE), przed realizacj powy szej
sekwencji działa musi nast pi wł czenie nadajnika radiowego.
W trybie „półdupleks” z mo liwo ci automatycznego zestawiania poł cze , powinien
by stosowany mechanizm wprowadzania opó nienia wysłania sygnału CTS do terminala
u ytkownika, do czasu uzyskania potwierdzenia zestawienia ł cza radiowego. Mo e to by
realizowane w ten sposób, e kontroler ALE przechwytuje wysłany przez DTE sygnał RTS,
inicjuje zestawienie poł czenia radiowego ze stacj wywoływan i po uzyskaniu
potwierdzenia zestawienia ł cza, przekazuje ten sygnał do modemu. Po odebraniu sygnału
RTS, modem powinien wykona nast puj ce działania:
• doł czy wyposa enie radiowe,
80
•
•
•
wysła w kierunku DTE sygnał CTS,
rozpocz wprowadzanie danych do tablicy przeplotu,
rozpocz nadawanie preambuły synchronizacyjnej.
8.8. Zasady współpracy modemu z terminalem u ytkownika
8.8.1. Pocz tek transmisji
Modem powinien rozpoczyna transmisj nie pó niej ni po 100 ms od odebrania
całego bloku danych wej ciowych (liczby bitów wystarczaj cej dla zapełnienia bloku
kodowania i przeplotu) lub po odbiorze ostatniego bitu danych wej ciowych. To drugie
kryterium mo e wyst pi tylko w przypadku wiadomo ci krótszej od rozmiarów jednego
bloku przeplotu. Rozpocz cie transmisji definiowane jest jako wł czenie modułu radiowego a
nast pnie wygenerowanie preambuły. Opó nienie pomi dzy odbiorem pierwszego bitu
danych i rozpocz ciem transmisji jest ci le uzale nione od zastosowanych rodków
dostarczania danych wej ciowych do modemu. Najwi ksze opó nienie wprowadza
synchroniczny interfejs szeregowy, pracuj cy z przepływno ci danych u ytkownika. Z tego
powodu, je eli istnieje obawa, e opó nienie to mo e by za du e w danym zastosowaniu,
zaleca si stosowanie szybkiego interfejsu asynchronicznego (szeregowego lub Ethernet), ze
sterowaniem przepływem danych (pkt. 8.2).
8.8.2. Koniec wiadomo ci
Stosowanie sekwencji „koniec wiadomo ci” (EOM) w formacie sygnału nadawanego
przez modem powinno by opcj wybieran podczas konfigurowania modemu. W przypadku
wybrania tej opcji, 32-bitowa sekwencja EOM powinna by doł czana po ostatnim
wej ciowym bicie danych w wiadomo ci. Sekwencja EOM przedstawiona w notacji
heksadecymalnej ma nast puj c posta : 4B65A5B2. Je eli ostatni bit sekwencji EOM nie
dopełnia do ko ca bloku danych wej ciowych, pozostałe bity w tym bloku powinny by
ustawione na zero w celu zapewnienia prawidłowego działania kodowania i przeplotu.
Dopełnianie bloku danych wej ciowych zerami wymagane jest równie w przypadku nie
stosowania sekwencji EOM. Przewiduje si , e sekwencja EOM nie b dzie wykorzystywana
tylko w przypadku stosowania protokołu ARQ, w którym bloki ARQ s równe (lub prawie
równe) wybranemu blokowi danych wej ciowych (blokowi przeplotu).
8.8.3. Zako czenie transmisji
Modem powinien zako czy transmisj i wył czy wyposa enie radiowe bezzwłocznie
po odebraniu polecenia „radio silence” (lub jego odpowiednika).
Podczas normalnej pracy mo e zako czy transmisj dopiero po nadaniu ostatniej ramki
danych, wł cznie ze zwi zan z ni sekwencj treningow „mini-probe”. Uwzgl dnione przy
tym musz by opó nienia zwi zane z przetwarzaniem sygnałów w modemie i nadajniku
radiowym.
8.8.4. Zako czenie przetwarzania danych odbieranych
Istnieje szereg przyczyn, które powinny spowodowa zaprzestanie przetwarzania
odbieranego sygnału w celu odtworzenia danych i powrót do trybu akwizycji. Jest to
niezb dne, poniewa modem nie jest zdolny do pobierania nowej transmisji podczas
demodulowania i dekodowania danych. Przyczyny te zostały omówione poni ej.
81
8.8.4.1. Odebranie sekwencji EOM
Modem powinien cały czas sprawdza wszystkie dekodowane bity wyszukuj c
32-bitowej sekwencji EOM. Po odebraniu EOM modem powinien powróci do trybu
akwizycji. Modem powinien kontynuowa dostarczanie dekodowanych bitów do DTE, a do
momentu przekazania ostatniego bitu, bezpo rednio poprzedzaj cego sekwencj EOM.
8.8.4.2. Polecenie powrotu do akwizycji
Po odebraniu polecenia zako czenia odbioru, modem powinien powróci do trybu
akwizycji i zako czy dostarczanie dekodowanych bitów do DTE.
8.8.4.3. Odbiór okre lonej liczby bloków danych
Maksymalny czas trwania wiadomo ci, mierzony liczb bloków danych wej ciowych
(bloków przeplotu), powinien by parametrem konfigurowalnym. Jedna z warto ci tego
parametru powinna by przydzielona nieograniczonej liczbie odbieranych bloków danych. Po
zdekodowaniu i przekazaniu do DTE liczby bitów odpowiadaj cej maksymalnemu czasowi
trwania wiadomo ci ustawionemu podczas konfiguracji, modem powinien powróci do trybu
akwizycji. Mo na zauwa y , e dla danej długo ci przeplotu parametr definiuje maksymalny
czas trwania wiadomo ci w jednostkach czasu, niezale nie od przepływno ci informacyjnej.
Przedstawiony parametr dotyczy maksymalnego czasu trwania wiadomo ci i transmisja
zawsze mo e by zako czona wcze niej przy pomocy sekwencji EOM.
8.8.4.4. Zainicjowanie nadawania
Tylko i wył cznie w przypadku modemu skonfigurowanego do pracy w trybie
półdupleksowym, zainicjowanie nadawania przez u ytkownika powinno powodowa
zako czenie procesu przetwarzania danych odbieranych i przekazanie zdekodowanych bitów
do DTE.
8.9. Zdalne sterowanie
Interfejs zdalnego sterowania (obowi zuj cy w nowych rozwi zaniach modemów)
powinien umo liwia wprowadzanie nast puj cych parametrów i polece .
a) Parametry:
• warto ci przepływno ci informacyjnych,
• długo ci przeplotu.
b) Polecenia:
• polecenie opcjonalnego wykorzystania sekwencji EOM w transmitowanym sygnale
(modem odbiorczy musi zawsze poszukiwa sekwencji EOM, niezale nie od tego
polecenia),
• polecenie okre lenia maksymalnego czasu trwania wiadomo ci, mierzonego liczb
bloków danych wej ciowych (bloków przeplotu); warto 0 (zero) oznacza, e czas
trwania wiadomo ci jest nie ograniczony,
• polecenie zako czenia przetwarzania danych odbiorczych i powrotu do trybu akwizycji.
82
9. Podsumowanie
Niniejsze opracowanie stanowi pierwszy etap realizacji projektu pt. Szybka transmisja
danych w pa mie krótkofalowym, który ma si zako czy opracowaniem i zbudowaniem
modelu modemu radiowego do cyfrowej transmisji danych w kanale krótkofalowym. Celem
tego etapu było stworzenie pakietu symuluj cego prac toru nadawczo-odbiorczego modemu
i przeprowadzenie symulacji w addytywnym szumie gaussowskim. Punktem wyj cia do
opracowania poszczególnych członów nadajnika i odbiornika były dokumentacje techniczne
standardów wojskowych m.in. NATO, gdy standardy te kształtuj trendy rozwojowe w tej
dziedzinie. Uzyskane wyniki bada symulacyjnych w powy szym rodowisku wiadcz o
poprawnej implementacji poszczególnych bloków funkcjonalnych modemu. Opracowane
procedury b d stanowiły podstaw do programowej implementacji warstwy fizycznej w
przyszłym modelu opracowywanego modemu.
Dodatkowo w ramach niniejszej pracy został zaimplementowany programowy
symulator krótkofalowego kanału radiowego z zanikami i szumem białym. Opracowany
model kanału radiowego jest zgodny z zaleceniami ITU-R [19]. Posłu y on do weryfikacji
przyj tych zało e podczas opracowywania warstwy programowej modelu modemu w
kolejnych etapach niniejszego projektu.
Na uwag zasługuje równie zaproponowana koncepcja urz dzenia definiowanego
programowo, która ma by punktem wyj cia do opracowania warstwy sprz towoprogramowej modelu modemu radiowego. Wydaje si , e zaopatrzenie przyszłego modemu
radiowego w mo liwo elastycznego kształtowania jego funkcjonalno ci przyczyni si do
zwi kszenia atrakcyjno ci tego typu urz dze na rynku telekomunikacyjnym w kraju i
zagranic . Natomiast opracowanie modelu modemu na bazie polskiej my li technicznej, a w
pó niejszym etapie wdro enie go do produkcji, z pewno ci zwi kszy atrakcyjno Instytutu
Ł czno ci na rynku telekomunikacyjnym i przyczyni si do pozyskiwania nowych klientów w
dziedzinie projektowania urz dze przy wykorzystaniu najnowszych technologii.
Podj te zadania badawczo-rozwojowe, zwi zane z budow modemu do cyfrowej
transmisji danych w pa mie krótkofalowym doskonale wpisuj si w strategiczne obszary
badawcze oraz priorytetowe kierunki bada naukowych i prac rozwojowych zaproponowane
w Krajowym Programie Ramowym (KPR). W szczególno ci przewidziane działania podczas
realizacji modemu wspieraj rozwój systemów komunikacji bezprzewodowej i stanowi
propozycj standardu dla mobilnych aplikacji komercyjnych (KPR, pkt 7.5, pt. Technologie
mobilne) w pa mie krótkofalowym.
83
Bibliografia
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
[8]
[9]
[10]
[11]
[12]
[13]
[14]
[15]
[16]
[17]
[18]
[19]
[20]
[21]
[22]
[23]
[24]
[25]
[26]
Commercial IPDP-1050 HF Modem, User Manual (Version 1,0), IP Unwired Inc.,
2004, www.ipunwired.com
FED-STD-1052, Telecommunications: HF Radio Modems. 1996
GA-120 Single Card VME HF Modem, DRS Technologies, USA,
http://www.drs.com/products/index.cfm?gID=18&productID=118
Haykin S.: Systemy telekomunikacyjne. Tom 1 i 2, WKŁ, Warszawa, 1998
Jacobsmeyer J.M.: Adaptive Data Rate Modem. US Patent 5541955, 1996
Jeruchim M. C., i inni.: Simulation of Communication Systems, Plenum Press, 1992
Katulski R., Marczak A., Stefa ski J.: Programowalny system radiokomunikacyjny
do zastosowa wojskowych. XII Konf. Nauk. "Automatyzacja dowodzenia", Gdynia,
2004
Katulski R., Marczak A., Stefa ski J.: Technika radia programowalnego. Przegl.
Telekom. + Wiad. Telekom., nr 10, str. 402-406, 2004
MDM Q9604 High Data Rate (HDR) HF Data Modems, Rockwell Collins,
http://www.rockwellcollins.com
MIL-STD-188-110A, Interoperability and Performance Standards for Data Modems.
Military Standard. U.S. Army Information Systems Engineering Command, 1991
MIL-STD-188-110B, Interoperability and Performance Standards for Data Modems.
U.S. Army Information Systems Engineering Command, 2000
MIL-STD-188-141B Change Notice 1, Interoperability and Performance Standards
for Medium and High Frequency Radio Equipment. U.S. Army Information Systems
Engineering Command, 2001
Mitola J. III: Software Radio Architecture. John Wiley & Sons, 2000
Model 4000 HF High Speed Data Modem, NSG Data.com Inc., USA,
http://www.nsgdata.com/fredelec/products/mod4000.swf
Neibauer A. R., J zyki C i C++. Komputerowa Oficyna Wydawnicza „HELP”,
2004.
O`Connor R. J, Cai K.V.: HF High Data Rate Modem. US Patent 5097485, 1992
Proakis J. G.: Digital communications. McGrow-Hill, 1989
Proakis J.G., Manolakis D. G.: Digital Signal Processing. Prentice Hall, 1996
Recommendation ITU-R F.1487, Testing of HF Modems with Bandwidths of up to
about 12 kHz Using Ionospheric Channel Simulators, 2000
RF-5710A 9600/12800 BPS HF/LF MODEM, Harris RF Communications, USA,
http://www.rfcomm.harris.com/products/tactical-networking-data/#2
RF-5710A-MD002 2400/4800 BPS HF MODEM, Harris RF Communications, USA,
http://www.rfcomm.harris.com/products/tactical-networking-data/#2
RM6 HF Modem & ALE Controller, RapidM Pty (Ltd), Płd. Afryka, 2004,
http://www.rapidm.com
SKANTI M1400A High Speed HF Data Modem, SKANTI A/S, Dania,
http://www.themys-sa.com/document/17_SK_M_1400_A_LOSBL.PDF
STANAG 4285, NATO Standardization Agreement: Characteristics of
1200/2400/3600 bps Single Tone Modulators/Demodulators for HF Radio Links.
1990
STANAG 4415, NATO Standardization Agreement: Characteristics of a Robust NonHoping, Serial Tone Modulator/demodulator for Severely Degrade HF Radio links.
1999
STANAG 4529, NATO Standardization Agreement: Characteristics of Single Tone
84
[27]
[28]
[29]
Modulators/Demodulators for Maritime HF Radio Links with 1240Hz Bandwidth.
1998
STANAG 4539, NATO Standardization Agreement: Technical Standards for an HF
Non–Hopping Waveform. 2001
Stefa ski J.: Trendy rozwojowe technologii radia programowalnego. Zesz. Nauk.
Wydz. ETI Polit. Gda ., Technologie Informacyjne nr 4, str. 264-270, 2004
Wesołowski K.: Podstawy cyfrowych systemów telekomunikacyjnych. WKŁ,
Warszawa, 2003
85
Zał cznik
Ilustracja działania dekodera Viterbiego z decyzjami twardymi i mi kkimi
Zasad działania detektora ci gu o najwi kszej wiarygodno ci, pracuj cego w oparciu o
algorytm Viterbiego z decyzjami twardymi b d mi kkimi, wyja nimy w oparciu o
uproszczony schemat blokowy cyfrowego systemu radiokomunikacyjnego z rys. 43.
Ci g wej ciowy
b = (0,0,0,0,0,0)
b('1) = (1,0,1,0,0,0)
Dekoder Viterbiego z
decyzjami twardymi
b('2) = (0,0,0,0,0,0)
Ci g
zakodowany
c = {ci }
Ci g nadawany
ci ∈ {0, 1}
si ∈ {−1, 1}
Koder kodu
splotowego
r'
Człon
progowy
s = {si }
Modulator
s ∗h
r
Kanał
Szum
h
Demodulator
Dekoder Viterbiego z
decyzjami mi kkimi
Rys. 43. Schemat blokowy rozwa anego cyfrowego systemu radiokomunikacyjnego.
Zastosowany w powy szym przykładzie koder kodu splotowego (2,1,3) przedstawia rys. 44.
+
c
b
+
Rys. 44. Schemat blokowy kodera kodu splotowego (2,1,3).
Załó my, e ci g danych wej ciowych składa si z czterech bitów informacyjnych, ka dy o
warto ci logicznej 0 oraz dodatkowych dwóch bitów tak e o warto ciach logicznych 0,
słu cych do wyzerowania komórek rejestru przesuwnego w koderze kodu splotowego po
zako czeniu procesu kodowania bitów informacyjnych. Zakładamy, e w momencie
rozpocz cia wprowadzania danych komórki rejestru przesuwnego kodera kodu splotowego
były wyzerowane. Dla przykładu przyjmiemy, e na wyj ciu demodulatora odebrano
nast puj cy ci g próbek, reprezentuj cy warto ci sygnału odebranego dla 12 bitów
przesyłanych w systemie
86
r = (−1.1, 0.3, 0.1, − 0.9, − 0.5, − 1.3, − 0.5, − 0.6, 0.2, 0.5, − 1.2, − 0.9)
Kolejne fazy poszukiwania cie ki optymalnej w dekoderze Viterbiego, pracuj cego z
decyzjami twardymi b d mi kkimi, przedstawiono odpowiednio na rys. 45 i rys. 46. Na
wykresach kratownicowych, ilustruj cych proces dekodowania twardego, metryk w
poszczególnych w złach jest odległo Hamminga, przy czym
r '= (0, 1, 1, 0, 0, 0, 0, 0, 1, 1, 0, 0) ,
natomiast metryk w poszczególnych w złach obrazuj cych proces dekodowania mi kkiego
obliczono według zale no ci
mk = s 2 k −1 r2 k −1 + s 2 k r2 k
Stan a
00
k=0
k=1
Stan b
10
k=0
1
Stan a
00
1
k=1
k=2
k=1
k=0
k = 1, 2, ..., 6
k=2
(27)
k=0
k=1
k=2
k=3
2
Stan a
00
Stan b
10
2
Stan b
10
1
Stan c
01
1
Stan c
01
3
Stan d
11
3
Stan d
11
3
k=3
k=4
k=0
k=1
k=2
k=3
k=4
k=5
2
2
Stan a
00
Stan b
10
3
Stan b
10
2
Stan c
01
2
Stan c
01
3
Stan d
11
2
Stan d
11
3
Stan a
00
Stan a
00
k=0
k=1
k=2
k=3
k=4
k=5
k=6
2
Oznaczenia:
2
Stan b
10
3
Stan c
01
3
Stan d
11
3
zdekodowano logiczne zero
zdekodowano logiczn jedynk
cie ka
optymalna dla
wiadomo ci
b('1) = (1,0,1,0,0,0)
Rys. 45. Kolejne fazy poszukiwania cie ki optymalnej na wykresie kratownicowym dla
dekodera pracuj cego w oparciu o decyzje twarde.
Optymaln cie k na wykresie kratownicowym podczas procesu dekodowania twardego
wyznacza minimalna metryka gał zi j tworz cych, b d ca sum metryk wyst puj cych w
poszczególnych w złach. Natomiast w przypadku procesu dekodowania mi kkiego cie k
optymaln wskazuje maksymalna metryka gał zi j tworz cych, b d ca równie sum metryk
87
wyliczanych w poszczególnych w złach. Dla czytelno ci rysunku w kolejnych fazach procesu
dekodowania twardego lub mi kkiego zaznaczono tylko wypadkow metryk gał zi branych
pod uwag .
Stan a
00
k=0
Stan b
10
Stan a
00
k=0
k=1
0,8
Stan a
00
-0,8
k=1
k=2
k=1
k=0
k=2
k=0
k=1
k=2
k=3
1,6
Stan a
00
Stan b
10
0
Stan b
10
2,0
Stan c
01
0,2
Stan c
01
0,8
Stan d
11
-1,8
Stan d
11
k=3
k=4
k=0
3,4
-0,8
k=1
k=2
k=3
k=4
k=5
4,5
Stan a
00
Stan b
10
2,3
Stan b
10
5,2
Stan c
01
2,1
Stan c
01
2,2
Stan d
11
1,9
Stan d
11
2,6
Stan a
00
Stan b
10
k=0
k=1
k=2
k=3
k=4
k=5
k=6
5,9
3,8
Oznaczenia:
zdekodowano logiczne zero
zdekodowano logiczn jedynk
4,3
Stan c
01
4,9
Stan d
11
5,5
cie ka
optymalna dla
wiadomo ci
b('2) = (0,0,0,0,0,0)
Rys. 46. Kolejne fazy poszukiwania cie ki optymalnej na wykresie kratownicowym dla
dekodera pracuj cego w oparciu o decyzje mi kkie.
Na podstawie analizy procesu dekodowania z decyzjami twardymi i mi kkimi
przedstawionej na rys. 45 i rys. 46, wida , e jako w przypadku mi kkiego dekodowania
Viterbiego jest wy sza ni w przypadku twardego dekodowania Viterbiego.
88

Szybka transmisja danych w paśmie krótkofalowym

Transkrypt

Podobne dokumenty