energoelektroniczne źródło prądu o dużej dokładności - IME

Michał GWÓŹDŹ1, Ryszard PORADA2, Leszek FRĄCKOWIAK3
Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki Przemysłowej
ENERGOELEKTRONICZNE ŹRÓDŁO PRĄDU O DUŻEJ DOKŁADNOŚCI
Streszczenie. W artykule opisano koncepcję oraz wyniki badań symulacyjnych zmodyfikowanego falownika napięcia będącego częścią
wykonawczą energoelektronicznego, sterowanego źródła prądu. Modyfikacja, polegająca m.in. na sterowaniu zaworów mostka przekształtnika bez
tzw. czasu martwego, pozwoliła na istotne zwiększenie rozdzielczości czasowej sterowania. Z drugiej strony, niezbędny w tym przypadku, układ
odciążający, ograniczył straty mocy w zaworach w stanach dynamicznych, umożliwiając zwiększenie częstotliwości nośnej modulacji szerokości
impulsów, a tym samym rozszerzenie użytecznego pasma przenoszenia. Uproszczona konstrukcja modulatora pozwoliła również na zastosowanie
w układzie sterowania standardowych zmiennoprzecinkowych procesorów sygnałowych o dużych mocach obliczeniowych (zamiast dedykowanych
stałoprzecinkowych kontrolerów DSP), a tym samym znaczące zaawansowanie algorytmów sterowania dających polepszenie jakości przebiegu
wyjściowego.
Abstract. The paper presents theoretical basics and simulation investigations results of power electronics current source with modified inverter
structure. The inverter works without so call the dead time, so directly controlling of power bridge by general purpose, floating point DSP is possible.
The dedicated snubber circuit, that is used together with IGBT bridge, lets minimisation of switches power loses in dynamical states, so increase of
PWM carrier frequency is possible as well. Thanks to these solutions the overall performance of power electronics current source increases as well
as wide of passband.
Słowa kluczowe: energoelektroniczne źródło sterowane, IPM, MSI, procesor sygnałowy
Keywords: digital signal processor, IPM, power electronics controlled current source, PWM
Wprowadzenie
Znaczna dynamika zmian wartości parametrów
współczesnych źródeł energii oraz odbiorników, jest główną
przyczyną zmniejszenia dokładności odwzorowania napięć
lub prądów na wyjściu przekształtnika w stosunku do
sygnałów zadanych. Zmusza to do poszukiwania nowych
rozwiązań opierających się zarówno na modyfikacji
struktury obwodu silnoprądowego, jak i zaawansowaniu
algorytmu sterowania. Prezentowana przez autorów w
szeregu publikacjach (m.in. [1,2,3,4,5,6,7]) koncepcja
realizacji sterowanego energoelektronicznego źródła prądu
w oparciu o szerokopasmowy układ regulacji, poparta
badaniami laboratoryjnymi i przemysłowymi modeli, została
obecnie rozszerzona o istotne, z punktu widzenia wielu
aspektów technicznych i użytkowych, zmiany w konfiguracji
przekształtnika. Dotyczy ona pracy zaworów bez tzw. czasu
martwego mającej na celu zwiększenie rozdzielczości
czasowej impulsów napięcia.
odciążającego (SN) – rys. 2, która w tym przypadku
towarzyszy przekształtnikowi (B) w postaci mostka typu H.
Należą do nich m.in.:
– zwiększenie dokładności sterowania dzięki większej
rozdzielczości czasowej impulsów;
– zmniejszenie strat w zaworach przekształtnika dzięki
modyfikacji trajektorii punktu pracy (uCE, iC) w stanach
dynamicznych;
– polepszenie
kompatybilności
elektromagnetycznej
poprzez znaczące zmniejszenie stromości narastania
napięcia na obciążeniu (a zatem również mostku (B) );
– możliwość bezpośredniego sterowania zaworami
mostka
przez
zmiennoprzecinkowe
procesory
sygnałowe ogólnego przeznaczenia – o dużej
dokładności działań matematycznych i znacznych
mocach obliczeniowych, lecz nie wyposażonych w
dedykowane układy peryferyjne (np. generatory MSI).
Rys. 1. Schemat ideowy energoelektronicznego źródła prądu
sterowanego napięciem (VCCS – Voltage Controlled Current
Source)
Struktura sterowanego energoelektronicznego źródła
prądu (rys. 1) oparta jest na pracy układu w zamkniętej pętli
napięciowego, ujemnego sprzężenia zwrotnego przy
zastosowaniu modulacji szerokości impulsów (MSI) o stałej
częstotliwości nośnej. W jej skład wchodzą następujące
elementy: filtr korekcyjny (CF) (opisany m.in. w [4]),
modulator szerokości impulsów (M), przekształtnik
energoelektroniczny (INV) w postaci falownika napięcia, filtr
wyjściowy (F) – wraz z cewką indukcyjną (LINV) oraz
przetwornik pomiarowy prądu (CT).
W pracy zaprezentowano strukturę zmodyfikowanego
falownika napięcia oraz zamieszczono wybrane wyniki
badań symulacyjnych.
Struktura falownika napięcia
Podstawowe zalety układu wykorzystującego falownik
napięcia pracujący bez tzw. czasu martwego wynikają
również z obecności dodatkowej struktury w postaci układu
Rys. 2. Struktura falownika napięcia (INV) z układem odciążającym
(SN) – w wersji podstawowej; ( (LL) – odbiornik)
Zasadnicze zadania układu odciążającego (SN)
polegają na:
– zmniejszeniu amplitudy prądu płynącego przez zawory
danej gałęzi mostka w czasie ich jednoczesnego
przewodzenia (przez czas wyłączania zaworów tOFF), za
co odpowiada element gałęzi szeregowej w postaci
cewki indukcyjnej (LSN) ; elementy DSN1 oraz RSN1 służą
ograniczeniu amplitudy przepięć (t.j. napięcia uINV
przekształtnika) oraz zmniejszeniu stałej czasowej
gałęzi;
– ograniczeniu
szybkości
narastania
napięcia
przekształtnika (uINV), za co odpowiada kondensator
gałęzi równoległej obwodu odciążającego (CSN), który
ogranicza również przepięcia powstające przy
wyłączaniu zaworów; rezystor RSN2 ogranicza z kolei
wartość prądu rozładowania kondensatora.
Należy zwrócić uwagę na fakt, że rola typowych
układów odciążających, towarzyszących np. zaworom w
postaci tranzystorów bipolarnych (zapewniających pracę
elementu w obszarze SOA – Safe Operating Area) uległa,
wraz z pojawieniem się elementów IGBT, znacznemu
ograniczeniu. Wynika to głównie z ograniczenia
występowania w nowoczesnych elementach mocy zjawiska
wtórnego przebicia, jakkolwiek układy odciążające o
różnych strukturach (np. [10]) stosuje się nadal w pewnych
warunkach pracy zaworów, np. przy dużych (zbliżonych do
granicznych) wartościach częstotliwości przełączeń.
Możliwość pracy falownika w konfiguracji, jak na rys. 2
obwarowana jest jednak dodatkowymi warunkami:
– czas wyłączania zaworu powinien być dostatecznie
mały (rzędu 1,0 do 1,5 µs);
– napięcie zasilania obwodu DC (t.j. EDC) nie powinno
przekraczać 150, a w skrajnym przypadku 200 V.
W przeciwnym wypadku straty mocy w obwodzie
odciążającym
(proporcjonalne
do:
częstotliwości
przełączania, czasu wyłączania zaworów oraz kwadratu
wartości napięcia) stają się niewspółmiernie duże w
stosunku do mocy wyjściowej układu. Obecnie takiej
konfiguracji falownika dedykowane mogą być np. moduły
IPM 5 – generacji MITSUBISHI ELECTRIC o znacznie
polepszonych parametrach dynamicznych, w przypadku
których katalogowa wartość czasu martwego wynosi 2,0 µs
( n.p. modułu typu PM75CLB060 – 75A / 600V [10]).
a)
standardowych
procesorów
DSP,
w
tym
zmiennoprzecinkowych, o mocach obliczeniowych znacznie
przekraczających
możliwości
kontrolerów
DSP
dedykowanych do zastosowań w energoelektronice (np.
rodziny MIXED SIGNAL ADSP-2199X Analog Devices),
posiadających jednak zwykle układ czasowy (TIMER) z
funkcją MSI lecz bez generacji czasu martwego. Jako
TM
przykład podać można procesor ADSP-21065L SHARC
(66MIPS / 198 MFOPS) [8], posiadający dwa układy
czasowe (TIMER0/1) z funkcją MSI – rys. 3, a zwłaszcza
najnowszy ADSP-21262 [9] (o mocy obliczeniowej
200MIPS / 1200MFLOPS) wyposażony m.in. w 3 układy
czasowe z funkcją MSI.
W pierwszym przypadku rozdzielczość sterowania
szerokością impulsu (MSI) wynosi ok. 15 ns, w drugim
natomiast 5 (!) ns, co dla typowej wartości częstotliwości
nośnej MSI wynoszącej 15 kHz oznacza względną
dokładność na poziomie odpowiednio ok. 12 oraz 13,5 bita,
przewyższając możliwości typowych kontrolerów (za
wyjątkiem rodziny ADSP-2199X) o 2 do 5 bitów.
Wyniki badań symulacyjnych falownika napięcia
Badania symulacyjne, prowadzone za pomocą
programu SPICE, miały na celu weryfikację podstawowych
założeń teoretycznych oraz modelu matematycznego
układu i ukierunkowane były zwłaszcza na określenie
maksymalnej częstotliwości przełączania zaworów w
kontekście założonej mocy strat.
Wartości elementów modelu symulacyjnego (o
schemacie pokazanym na rys. 2) były następujące:
EDC=150
÷ 200
V; LSN=25÷100 µH; CSN=10÷100 nF;
LL=100÷500 µH. Częstotliwość nośną MSI zmieniano w
zakresie 10÷20 kHz.
a)
b)
b)
Rys. 3. Schemat blokowy modułu czasowego (TIMER0/1) w
procesorze Analog Devices ADSP-21065L (rys a) ), pracującego w
trybie PWM oraz podstawowe przebiegi (rys. b) ) – na podstawie
[8]
Ważną
możliwość
zaletą użytkową takiego rozwiązania jest
zastosowania
w
układzie
sterowania
c)
d)
Podsumowanie
Wyniki
badań
symulacyjnych
zmodyfikowanego
falownika
napięcia
będącego
częścią
energoelektronicznego źródła prądu, pokazały możliwość
polepszenia warunków pracy zaworów mostka, a co za tym
idzie zwiększenie częstotliwości nośnej MSI. W połączeniu
z większą rozdzielczością sterowania przebiegiem
wyjściowym w funkcji czasu, związaną z polepszonymi
parametrami modulatora, spodziewane jest zarówno istotne
rozszerzenie użytecznego pasma przenoszenia źródła
prądu, jak i dalsze polepszenie dokładności statycznej oraz
dynamicznej.
Natomiast wadami układu są: bardziej rozbudowana
część silnoprądowa oraz ograniczone, ze względu na moc
traconą w elementach układu odciążającego, napięcie
zasilania. Stąd przedstawiony układ przewidziany jest
raczej dla zastosowań specjalnych np. w aparaturze
elektromedycznej
oraz
układach
wzorcowania
elektrycznych (silnoprądowych) przyrządów pomiarowych.
Rozszerzone
wyniki
badań
źródła
prądu
zaprezentowane zostaną na Konferencji.
Literatura i autorzy
LITERATURA
[1]
Rys. 4. Wyniki porównawczych badań symulacyjnych falowników
napięcia w postaci przebiegów napięć na wyjściu mostka (u1, u2)
oraz prądów kolektora (iC) zaworu S1 i obciążenia (iL) – wg
oznaczeń, jak na rys. 2 – dla falowników: a) klasycznego (t.j. z
czasem martwym i bez obwodu odciążającego (SN) ); b)
zmodyfikowanego (bez czasu martwego oraz z (SN) ) oraz
odpowiadające im trajektorie punktu pracy zaworu S1 (uCE, iC) –
odpowiednio rys. c) oraz d); wartości elementów modelu: EDC=150
V, LSN=25 µH, CSN=47 nF, RSN2=10 Ω, LL=100 µH, częstotliwość
nośna MSI: fC = 10 kHz
Częściowe wyniki badań porównawczych układów
klasycznego
(t.j.
z
czasem
martwym)
oraz
zmodyfikowanego
w
postaci
przebiegów
charakterystycznych wielkości, pokazano na rys. 4.
Jak wynika z porównania trajektorii punktu pracy
zaworów (tutaj S1) – rys. 4c) oraz 4 d), układ z obwodem
odciążającym posiada znacznie lepsze właściwości od
klasycznego – pod względem ograniczania strat mocy w
zaworach w stanach dynamicznych.
Szacunkowe straty mocy w układzie odciążającym
mieściły się w przedziale od 50 do 100 W dla: LSN=25 µH,
CSN = 47 nF oraz częstotliwości nośnej (MSI) w zakresie od
15 do 20 kHz. Natomiast wzrost amplitudy prądu kolektora
z powodu rozładowywania przez zawory mostka
kondensatora układu odciążającego, nie przekraczał 15 do
20 A (dla RSN2 o wartości 10 Ω).
Należy podkreślić, że za zmniejszanie szybkości
narastania napięcia (a więc m.in. zmniejszenia mocy strat w
zaworach) odpowiada właśnie istnienie cyklu polegającego
na zwieraniu przez gałąź mostka kondensatora obwodu
odciążającego,
a
następnie
jego
powtórnego,
spowolnionego przez indukcyjność cewki obwodu
odciążającego (LSN), ładowania.
Frąckowiak L., Gwóźdź M., Porada R.: Parametric Filters in
Compensation Influence of Nonlinear Receiver On Power
Network. IEEE International Symposium on Industrial
Electronics, Warszawa, 06.1996
[2] Frąckowiak L., Gwóźdź M., Porada R.: Dobór struktury
regulatora prądu w energoelektronicznym kompensatorze
prądu różnicowego. Konferencja "Zastosowanie Komputerów
w Elektrotechnice", ZKWE'97, Poznań/Kiekrz, 7-9 kwiecień
1997, 295-298.
[3] Gwóźdź M., Porada R., Frąckowiak L.: Przekształtnik liniowy z
filtrem typu FIR w pętli sprzężenia zwrotnego. III Konferencja
"Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie Elektrycznym"
SENE'97, Łódź-Arturówek, 12-14 listopada 1997, 215-220
[4] Gwóźdź M., Porada R., Frąckowiak L.: Niezależny falownik
napięcia z filtrem parametrycznym w torze głównym. Mat. IV
Konferencja „Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie
Elektrycznym” SENE'99, Łódź-Arturówek, listopad 1999, s.
112-118
[5] Porada R., Gwóźdź M.: Zastosowanie adaptacyjnych filtrów
cyfrowych w układach sterowania energoelektronicznych
źródeł napięcia i prądu. Materiały XXIII Międzynarodowej
Konferencji z Podstaw Elektrotechniki i Teorii Obwodów,
Gliwice-Ustroń, IC-SPETO'00, maj 2000, s. 329-332
[6] Gwóźdź
M.,
Porada
R.:
Adaptacyjne
sterowanie
energoelektronicznym
źródłem
napięcia.
Mat.
XXIV
Międzynarodowej Konferencji z Podstaw Elektrotechniki i
Teorii Obwodów, Gliwice-Ustroń, IC-SPETO'01, maj 2001, t.
2, s. 387-390
[7] Frąckowiak L., Gwóźdź M., Porada R.: 3-Phase Inverter with
Sinusoidal Output Voltage. Proc. of 3-rd International
Workshop Compatibility in Power Electronics, CPE'2003,
Gdańsk-Zielona Góra, Poland, maj 2003, s. 121 (Abstract),
CD-ROM (full paper – s. 170-173)
[8] DSP Microcomputer ADSP-21065L. Data Sheet Rev. C.
Analog Devices
[9] High Performance Floating-Point Processor ADSP-21262.
Preliminary Data Sheet, Analog Devices
[10] Power Devices. MITSUBISHI, General Catalog 2003
Autorzy:
dr
i n ż.
Michał
G w ó źd ź,
E-mail:
m i c h a l . g w o zd z@ e r a n e t . p l ; d r h a b . i n ż. R y s za r d
Porada,
E-mail:
R y s za r d . P o r a d a @ p u t . p o zn a n . p l ;
p r o f . d r h a b . i n ż. L e s ze k F r ą c k o w i a k , E - m a i l :
L e s ze k . F r a c k o w i a k @ p u t . p o zn a n . p l ,
Politechnika
P o zn a ń s k a , I n s t y t u t E l e k t r o t e c h n i k i P r ze m y s ł o w e j ,
u l . P i o t r o w o 3 A , 6 0 - 9 6 5 P o zn a ń