Document 344548

Transkrypt

Document 344548

SŁAWOMIR WIAK
(redakcja)
Akademicka Oficyna Wydawnicza EXIT
Recenzenci:
Prof. Janusz Turowski
Politechnika Łódzka
Prof. Ewa Napieralska Juszczak
University Lille Nord de France, LSEE, UA, Francja
Autorzy rozdziałów:
Prof. Piotr Ostalczyk (rozdz. 1, 2)
Prof. Edward Jezierski (rozdz. 3)
Dr hab. inż. Zbigniew Gmyrek (rozdz. 4)
Dr hab. inż. Ryszard Szczerbanowski, prof. PŁ (rozdz. 5)
Dr inż. Grzegorz Tosik (rozdz. 6)
Prof. Zbigniew Lisik (rozdz. 6)
Dr hab. inż. Jacek Gołębiowski, prof. PŁ (rozdz. 7)
Dr hab. inż. Krzysztof Pacholski, prof. PŁ (rozdz. 8, 9)
Prof. Krzysztof Gniotek (rozdz. 10)
Dr hab. inż. Iwona Frydrych, prof. PŁ (rozdz. 10)
Dr hab. Inż Ryszard Korycki, prof. PŁ (rozdz. 11)
Dr inż. Grażyna Sobiczewska (rozdz. 12)
Dr hab. Maria Dems, prof. PŁ (rozdz. 13, 15)
Prof. Sławomir Wiak (rozdz. 13, 14, 15, 16, 17)
Dr inż. Wojciech Rosiak (rozdz. 13, 15)
Dr inż. Paweł Drzymała (rozdz. 14, 16, 17)
Dr inż. Henryk Welfle (rozdz. 14, 16, 17)
Dr inż. Ryszard Lasota (rozdz. 18)
Dr inż. Marek Jan Glaba (rozdz. 19)
Monografia przygotowana w ramach projektu "Innowacyjna dydaktyka bez ograniczeń - zintegrowany
rozwój Politechniki Łódzkiej - zarządzanie Uczelnią, nowoczesna oferta edukacyjna i wzmacniania
zdolności do zatrudniania, także osób niepełnosprawnych", współfinansowanego przez Unię
Europejską w ramach europejskiego Funduszu Społecznego - Programu Operacyjnego Kapitał Ludzki
"Priorytet IV, poddziałanie 4.1.1. Wzmocnienie potencjału dydakty-cznego uczelni".
Utwór w całości ani we fragmentach nie może być powielany ani rozpowszechniany za pomocą
urządzeń elektronicznych, mechanicznych, kopiujących, nagrywających i innych, w tym również nie
może być umieszczany ani rozpowszechniany w postaci cyfrowej zarówno w Internecie,
jak i w sieciach lokalnych bez pisemnej zgody posiadacza praw autorskich.
ISBN 978-83-60434-85-7
© Copyright by EXIT, Politechnika Łódzka
Łódź 2010
13. NOWOCZESNE NAPĘDY ELEKTRYCZNE...
Maria Dems
Sławomir Wiak
Wojciech Rosiak
13. Nowoczesne napędy elektryczne
w układach mechatroniki
Jednym z podstawowych komponentów układów mechatroniki są
elektryczne układy napędowe, których głównym elementem są maszyny
elektryczne, a zwłaszcza maszyny małe i specjalne, wraz z nowoczesnymi
układami zasilania i sterowania, wykorzystujące te same prawa fizyki co
klasyczne maszyny elektryczne, prądu stałego, synchroniczne i indukcyjne, ale różniące się konstrukcją i charakterystykami pracy. Znaczącą
rolę odgrywają zwłaszcza mikromaszyny elektryczne oraz elektromechaniczne elementy automatyki.
Mikromaszyny są to maszyny elektryczne o mocy od ułamka wata do
kilkuset watów, o specyficznej dla danych, różnorodnych zadań budowie.
Elektromechaniczne elementy automatyki to maszyny i mikromaszyny
elektryczne specjalnego zastosowania w układach automatyki, robotyki,
itp. Należą do nich, między innymi:
•
Silnik synchroniczny przekształtnikowy,
•
Silniki synchroniczne reluktancyjne jednofazowe,
•
Silniki synchroniczne skokowe (z magnesami trwałymi, reluktancyjne
lub hybrydowe),
•
Silniki indukcyjne jednofazowe z rozruchem rezystancyjnym i kondensatorowym,
•
Silniki komutatorowe prądu przemiennego,
•
Silniki histerezowe,
•
Maszyny bezszczotkowe prądu stałego o magnesach trwałych
sterowane elektronicznie.
539
Ostatnio mikromaszynami zaczęto nazywać maszyny krzemowe
elektrostatyczne o średnicach poniżej 100 μm, oraz mikrotransformatory
bezrdzeniowe o uzwojeniach wytrawianych.
Do najważniejszych charakterystyk maszyn elektrycznych, jako
elementów wykonawczych i regulacyjnych mechatroniki, oprócz
wskaźników ekonomicznych, wytrzymałościowych i cieplnych, należą:
•
charakterystyka mechaniczna M = f(n),
•
charakterystyka regulacyjna n = f(Uster).
Każdy z typów maszyn elektrycznych ma inną charakterystykę
mechaniczną naturalną, którą można kształtować przez zmianę
parametrów lub dodatkową regulację, głównie za pomocą sterowania
tyrystorowego.
W nowoczesnych układach napędowych powszechnie stosowane są
trójfazowe silniki indukcyjne klatkowe niskiego napięcia, jako maszyny
relatywnie najtańsze i najprostsze, zasilane z przemienników
częstotliwości, co pozwala na kształtowanie ich charakterystyk statycznych
i dynamicznych zgodnie z wymaganiami układu napędowego.
13.1. Silnik indukcyjny zasilany z falownika MSI
W mechatronice powszechnie stosowane są układy napędowe
zawierające silniki indukcyjne klatkowe zasilane z przemienników
częstotliwości. Standardem w tym zakresie są przemienniki częstotliwości
z falownikiem MSI (modulacja szerokości impulsu) oraz napięciowym
obwodem pośrednim prądu stałego, o regulowanej częstotliwości napięcia
wyjściowego. Zastosowanie modulacji szerokości impulsu umożliwia
regulację amplitudy pierwszej harmonicznej oraz odpowiednie kształtowanie widma wyższych harmonicznych, co umożliwia bezstopniową regulację
prędkości obrotowej silnika, dokonanie rozruchu obciążonej maszyny
w zadanym czasie oraz współpracę z praktycznie dowolnym, kompleksowym układem mechatronicznym. Przy pracy silników indukcyjnych
zasilanych z falowników napięciowych występuje szereg problemów, które
nie odgrywały większej roli przy zasilaniu silnika napięciem sinusoidalnym.
Najważniejsze z nich to:
•
zwiększenie strat mocy związanych z niesinusoidalnym przebiegiem
napięcia i prądu, wymagającej zwiększenia trwałości termicznej izolacji
uzwojeń,
•
hałasy i drgania wywołane większą ilością wyższych harmonicznych,
niż przy zasilaniu napięciem sinusoidalnym,
540
•
zakłócenia wynikające z emitowania wyższych harmonicznych prądu
i napięcia,
•
gradienty napięcia pojawiające się w skrajnych zezwojach silnika
groźne dla izolacji zwojowej.
Dodatkowe zjawiska występujące w silnikach indukcyjnych zależą
w istotny sposób od współczynnika zawartości wyższych harmonicznych
w napięciu na zaciskach silnika. W falownikach MSI można określić pasmo
harmonicznych napięcia wyjściowego przekształtnika oddziaływujące na
silnik, wynikające z zastosowanej modulacji impulsów, przy czym
modulacja ta jest tym skuteczniejsza, im bardziej wytłumione są harmoniczne niskich rzędów.
Przykładowy przebieg wartości skutecznej napięcia (Usk) w funkcji
częstotliwości, uzyskany z falownika o modulowanej szerokości impulsu
typu SIMOVERT P firmy Siemens przedstawiono na rys.13.1. Na rysunku
tym dla porównania podano przebieg wartości skutecznej pierwszej
harmonicznej tego napięcia (Usk1), oraz procentowy udział wartości
skutecznej napięcia do wartości podstawowej harmonicznej (Usk/Usk1).
Usk, Usk1 [V]
Usk/Usk1 [%]
500
400
400
300
300
200
200
Usk
100
100
Usk1
f [Hz]
0
0
20
40
60
80
100
f [Hz]
0
0
20
40
60
80
100
Rys. 13.1. Przykładowe przebiegi wartości skutecznej napięcia falownika typu
SIMOVERT P oraz napięcia pierwszej harmonicznej
Jak wynika z Rys. 13.1, wraz ze zmniejszaniem się częstotliwości podstawowej harmonicznej napięcia falownika rośnie zawartość wyższych
harmonicznych w krzywej napięcia, przy stałej wartości maksymalnej
napięcia impulsowania (co wynika z zasady działania falownika).
13.1.1. Straty mocy w silniku zasilanym z falownika
MSI
W silniku indukcyjnym zasilanym z falownika MSI można wyodrębnić
następujące straty mocy:
541
•
straty podstawowe w uzwojeniach stojana i wirnika, wynikające
z podstawowej harmonicznej prądu,
•
straty dodatkowe w uzwojeniach wynikające z wyższych harmonicznych prądu,
•
straty podstawowe w rdzeniu stojana, wynikające z podstawowej
harmonicznej indukcji,
•
straty dodatkowe w rdzeniu stojana i wirnika, wynikające z wyższych
harmonicznych indukcji.
Całkowite straty mocy w uzwojeniach stojana i wirnika można
obliczyć z zależności:
∞
∞
ν =1
ν =1
Pu s = ms ∑ Rsν I s2ν ; Pur = mr ∑ Rrν I r2ν
(13.1)
gdzie:
ms , mr - liczba uzwojeń fazowych stojana i wirnika
R s ν , Rr ν - rezystancje uzwojenia fazowego stojana i wirnika dla ν - tej
harmonicznej
I s ν , I r ν - skuteczne wartości prądów ν - tej harmonicznej w uzwojeniu
fazowym stojana i wirnika
Przy założeniu, że reaktancja magnesująca silnika dla wyższych
harmonicznych jest nieskończenie duża, można wyznaczyć prądy
w uzwojeniach z zależności:
U sν
I sν = I r'ν =
2
⎛ Rsν
⎞
⎜⎜
+ Rr'ν ⎟⎟ + ν 2 X s + X r'
⎝ sν
⎠
(
)
2
(13.2)
Ponieważ poślizg dla ν - tej harmonicznej wynosi:
1
sν = 1 − (1 − s1 )
(13.3)
ν
więc już nawet dla 5-tej harmonicznej w stojanie jest on bliski jedności, co
oznacza, że silnika dla wyższych harmonicznych zachowuje się jak obwód
zwarty. Stąd w przybliżeniu można przyjąć:
U sν =
542
U s1
ν
; I sν = I r'ν =
U s1
ν 2 ( X s + X r' )
(13.4)
Prąd jest zatem mniej odkształcony niż napięcie. W dokładniejszych
obliczeniach należy uwzględnić zmienność parametrów wirnika w skutek
zjawiska wypierania prądu dla wyższych harmonicznych.
Straty mocy podstawowe w rdzeniu zależą od amplitudy
i częstotliwości harmonicznych czasowych generowanych przez falownik
oraz harmonicznych przestrzennych pola magnetycznego w szczelinie
silnika. W silniku indukcyjnym zasilanym z falownika MSI układ
automatycznej regulacji zapewnia pracę silnika przy stałej indukcji
(rys.13.2 - krzywa 1) przy f1 ≤ 50Hz oraz pracę przy stałym napięciu
znamionowym (rys.13.2 - krzywa 2) przy f 1 > 50 Hz .
Us [V]
400
2
300
4
3
1
200
E/f = En/fn = const. (1)
E/f = k En/fn = const. (3)
U = Un = const. (2)
100
U=Uo+(Un-Uo) f/fn; U0=(0.1 - 0.3)Un
0
fs [Hz]
0
20
40
60
80
100
Rys. 13.2. Charakterystyki falownika MSI
Straty mocy w rdzeniu przy występowaniu wyższych harmonicznych
można w przybliżeniu obliczać z zależności:
PFe =
PFe 1 ⎛ 1
1⎞
⎜ ∑ 2 + k h1 ∑ 3 ⎟
1 + k h1 ⎝ ν ν
ν ν ⎠
(13.5)
gdzie:
k h1
⎛ f ⎞
= 1.4⎜⎜ N ⎟⎟
⎝ f1 ⎠
0 .7
−1
-
stosunek
strat
histerezowych
do
strat
wywołanych przez prądy wirowe harmonicznej podstawowej
1 .3
⎛f ⎞
- przy regulacji napięcia proporcjonalnie do
PFe1 = PFe N ⎜⎜ N ⎟⎟
⎝ f1 ⎠
częstotliwości (dla f1 ≤ 50Hz )
543
PFe 1
⎛f ⎞
= PFe N ⎜ N ⎟
⎝ f1 ⎠
0 .7
- przy stałym napięciu (dla f 1 > 50 Hz )
W silnikach indukcyjnych przewidzianych do współpracy z falownikami napięcia występuje więc wzrost strat mocy w uzwojeniach, oraz, przy
prawidłowej regulacji napięcia, zmniejszenie podstawowych strat mocy
w rdzeniu, w stosunku do strat znamionowych silnika przy zasilaniu
napięciem sinusoidalnym.
Oddzielnym problemem jest obliczenie dodatkowych strat mocy
w rdzeniu - pulsacyjnych i powierzchniowych, spowodowanych polami
wirującymi wyższych rzędów, których źródłem są wyższe harmoniczne
napięcia zasilającego generowane przez falownik, oraz występujące
w silniku wyższe harmoniczne strefowe, żłobkowe i pochodzące od skosu
żłobków wirnika. Zmniejszenie strat mocy w silniku można osiągnąć na
etapie jego konstrukcji, poprzez zastosowanie zwiększenie grubości
szczeliny powietrznej, oraz przez odpowiedni dobór liczby i kształtów
żłobków wirnika.
a)
b)
3000
3000
2500
2500
2000
2000
1500
1500
1000
1000
500
500
0
0
26
28
30
32
34
Pus
36
38
Pfe
40
42
44
46
26
28
30
Pur
32
34
Pus
c)
36
38
Pfe
40
42
44
46
Pur
d)
3000
3000
2500
2500
2000
2000
1500
1500
1000
1000
500
500
0
0
26
28
30
32
34
Pus
36
Pfe
38
40
Pur
42
44
46
26
28
30
32
34
Pus
36
Pfe
38
40
42
44
46
Pur
Rys. 13.3. Straty w uzwojeniach stojana (Pus) i wirnika (Pur) oraz w rdzeniu (Pfe)
w silniku indukcyjnym o żłobkach półzamkniętych (a,b) i zamkniętych (c,d),
przy zasilaniu z falownika MSI (a,c) i z sieci (b,d)
544
Ilustruje to wykres przedstawiony na Rys. 13.3 [1], przedstawiający
sumaryczne straty oraz ich składowe dla czterobiegunowego silnika
indukcyjnego modelowego, o mocy 15 kW, napięciu 380V (uzwojenia
połączone w trójkąt) w wykonaniu z wymiennymi wirnikami o różnej liczbie
i kształtach żłobków (żłobki półzamknięte oraz zamknięte), przy zasilaniu
silnika z sieci i falownika MSI. Właściwy dobór liczby żłobków wirnika
powoduje zmniejszenie wpływu harmonicznych żłobkowych, bardziej
skuteczne, niż zastosowanie skosu żłobków wirnika, natomiast
zastosowanie żłobków zamkniętych eliminuje harmoniczne użłobkowania,
w wyniku czego następuje znaczne zmniejszenie strat mocy w silniku.
13.1.2. Momenty drgające i szum magnetyczny
Momenty asynchroniczne wywoływane przez wyższe harmoniczne mają
niewielki wpływ na pracę silnika, natomiast istotną rolę odgrywają
momenty drgające, powodujące drgania skrętne w układzie
mechanicznym, zwłaszcza przy niskich częstotliwościach impulsów (rzędu
3f1). Częstotliwość momentu drgającego występującego najczęściej jest
określona częstotliwością impulsów, a jego amplituda zależy od szerokości
impulsów i może się zmieniać od 10 do 50 % momentu znamionowego.
Wyższe harmoniczne wzbudzają również szum magnetyczny oraz
możliwość powstania rezonansów w niektórych punktach w przedziale
prędkości obrotowej silnika. Rezonansowe wzmocnienia drgań mechanicznych elementów konstrukcji silnika powoduje wzrost hałasu, bardziej
dokuczliwy dla obsługi, ze względu na duży udział wyższych
harmonicznych z zakresu największej słyszalności ucha ludzkiego. Dlatego
też silniki indukcyjne przeznaczone do współpracy z falownikami muszą
posiadać konstrukcje sztywniejsze, bardziej odporne na drgania.
13.1.3. Gradienty napięcia
Przy zasilaniu silnika z przekształtnika napięciowego MSI występuje
gradient napięcia, który stwarza naprężenia izolacji międzyzwojowej,
zwłaszcza w części żłobkowej zezwojów, powodując zmniejszenie
żywotności układu izolacyjnego. Dlatego też silniki przeznaczone do pracy
z falownikami mają ograniczoną wartość maksymalną napięcia
( U m < 1000V ) oraz prędkość narastania napięcia ( du / dt < 500V / μ s ).
Dodatkowo, przy zasilaniu silnika z falownika napięciowego pojawia się
napięcie na kadłubie izolowanego silnika (rzędu 30-50V - gdy falownik jest
załączony ale silnik nie pracuje, oraz rzędu 100-250V dla silnika
pracującego), i jest ono większe dla niskich częstotliwości. W przypadku
545
silników uziemionych napięcie na kadłubie powoduje przepływ prądów
doziemnych oraz prądów łożyskowych, płynących pomiędzy wirnikiem
silnika i jego uziemionym kadłubem. Zjawiska te dla napięć większych
od 500 V wymagają izolowania łożysk tocznych.
13.1.4. Charakterystyki pracy silnika indukcyjnego
Podstawą wyznaczenia charakterystyk eksploatacyjnych silnika
indukcyjnego jest jego schemat zastępczy, przy czym dokładność
wyznaczenia tych charakterystyk zależy od dokładności określenia
parametrów schematu zastępczego. Metody wyznaczenia parametrów
schematu zastępczego dla silnika zasilanego napięciem sinusoidalnym
o stałej częstotliwości (50÷60) Hz. są powszechnie znane i omówione
w literaturze [1,3,4]. W przypadku pracy silnika zasilanego napięciem
o regulowanej w szerokim zakresie częstotliwości (od 10 do 4000 Hz),
stosowane zależności powinny zostać zweryfikowane na podstawie analizy
rozkładu pola elektromagnetycznego. Przy wyznaczania parametrów
schematu zastępczego należy uwzględnić wpływ zjawisk nieliniowych,
takich jak nasycenie obwodu magnetycznego silnika, powodujące
zmniejszenie indukcyjności rozproszenia uzwojeń, oraz zjawisko
wypierania prądu w prętach klatki wirnika, powodujące silny wzrost
rezystancji pręta oraz dodatkowy spadek jego indukcyjności rozproszenia.
Intensywność zjawiska wypierania prądu nasila się wraz ze wzrostem
częstotliwości prądu w pręcie. Na Rys. 13.4 przedstawiono przebiegi
indukcyjności rozproszenia uzwojenia stojana i wirnika dla przykładowego
silnika, w zakresie częstotliwości do 4000 Hz, z uwzględnieniem wpływu
nasycenia obwodu magnetycznego, w warunkach pracy znamionowej (dla
prądu In), gdy wpływ zjawisk nieliniowych jest stosunkowo niewielki oraz
podczas rozruchu (dla prądu 7*In), wyznaczone metodą obwodową oraz
metodą polową z wykorzystaniem metody elementów skończonych.
a)
b)
0.4
Lr [H*10-6]
Ls [H*10-2]
MES
In
0.3
0.5
0.4
0.3
MES In
0.2
7*In
0.2
MES 7*In
0.1
0.1
0.0
f [Hz]
0
1000
2000
3000
4000
0.0
f [Hz]
0
1000
2000
3000
4000
Rys. 13.4. Przebiegi indukcyjności rozproszenia uzwojeń silnika indukcyjnego,
W funkcji częstotliwości; a) uzwojenie stojana, b) uzwojenie wirnika
546
Przykładowe charakterystyki prądu jałowego i strat jałowych silnika
indukcyjnego zasilanego z przekształtnika napięciowego o modulowanej
szerokości impulsu typu SIMOVERT – P, obliczone dla zakresu zmian
częstotliwości zasilania f = (15 ÷ 100) Hz., przedstawiono na Rys. 13.5.
W obliczeniach założono, że w zakresie częstotliwości do 50 Hz silnik
pracuje przy stałym strumieniu równym strumieniowi znamionowemu
(E/f = const.), natomiast dla częstotliwości większych od 50 Hz ma miejsce
praca silnika przy stałym znamionowym napięciu zasilającym
(U = const).
I0 [A]
20
18
16
14
12
10
8
6
4
2
0
P0 [W]
900
800
E/f=const
700
600
500
E/f=const
400
300
200
U=const
f [Hz]
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
100
0
U=const
f [Hz]
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Rys. 13.5. Przebiegi prądu biegu jałowego i strat jałowych silnika w funkcji
częstotliwości
Jak wynika z Rys. 13.5, w przypadku pracy silnika przy stałym strumieniu, prąd biegu jałowego jest praktycznie stały, natomiast, w miarę wzrostu
częstotliwości następuje wzrost strat podstawowych w rdzeniu, oraz strat
mechanicznych silnika, a więc w efekcie jego strat jałowych.
Przy pracy silnika przy stałym napięciu, przy zmniejszaniu się
częstotliwości następuje wzrost strumienia magnetycznego, powodujący
znaczny wzrost prądu magnesującego, strat mocy w rdzeniu, a więc
i znaczny wzrost wypadkowego prądu biegu jałowego. W związku z tym,
praca silnika przy stałym napięciu przy częstotliwości mniejszej od
znamionowej jest możliwa tylko w ograniczonym zakresie. Przy
częstotliwościach wyższych od znamionowej, przy stałym napięciu
zasilania silnik pracuje z malejącym strumieniem, a więc w wyniku tego,
następuje zmniejszanie się strat jałowych i prądu biegu jałowego.
W warunkach eksploatacyjnych, silniki indukcyjne zasilane z falowników napięciem proporcjonalnym do częstotliwości pracują na ogół przy
stałym momencie obciążenia, natomiast w przypadku stałego napięcia
zasilania, silnik pracuje praktycznie przy stałej mocy na wale, więc
w efekcie przy malejącym strumieniu i momencie (Rys. 13.6). Dla obu
547
przypadków wyznaczono charakterystyki eksploatacyjne przykładowego
silnika indukcyjnego w funkcji częstotliwości napięcia zasilającego,
to znaczy przebiegi prądu w uzwojeniu stojana, prędkości obrotowej,
współczynnika mocy i sprawności silnika, przedstawione na Rys. 13.7.
Me [Nm]
60
55
50
45
40
35
30
25
20
15
10
5
0
E/f=cons
U=const
f [Hz]
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Rys. 13.6. Przebiegi momentu elektromagnetycznego silnika w funkcji częstotliwości
Is [A]
22
20
18
16
14
12
10
8
6
4
2
0
n [obr/min]
3000
E/f=const
U=const
U=const
2000
1500
1000
500
0
f [Hz]
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
cos fi
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0.0
E/f=const
2500
E/f=const
U=const
f [Hz]
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
eta [-]
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0.0
f [Hz]
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
U=const
E/f=const
f [Hz]
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
Rys. 13.7. Przebiegi prądu w uzwojeniu stojana, prędkości obrotowej, współczynnika
mocy i sprawności silnika
548
Jak wynika z Rys. 13.7, przy zasilaniu silnika indukcyjnego z falownika
napięciowego, dla częstotliwości mniejszych od znamionowej,
korzystniejsze charakterystyki eksploatacyjne uzyskuje się, przy wyborze
charakterystyki falownika zapewniających pracę silnika przy stałym
strumieniu (najlepiej znamionowym) i stałym momencie. Dla częstotliwości
napięcia zasilającego większych od znamionowej, lepsze parametry
eksploatacyjne uzyskiwane są przy pracy silnika indukcyjnego przy stałym
napięciu, przy obciążeniu stałą mocą.
13.1.5. Rozruch silnika z wykorzystaniem soft-startu
We współczesnych układach napędowych stosowanych w mechatronice najczęściej stosowane są dwie strategie rozruchu silnika
indukcyjnego:
•
z wykorzystaniem rozrusznika elektronicznego (układu soft-startu),
•
rozruch częstotliwościowy.
Zasada działania układu „soft-start” (miękkiego rozruchu) opiera się na
regulacji mocy dostarczanej do silnika, dokonywanej poprzez zmianę
wartości skutecznej napięcia zasilającego silnik. Dostarczony przez firmę
SIEMENS program SIKOSTART 3RW22 umożliwia dobór rozrusznika
elektronicznego do napędu na podstawie statycznej charakterystyki
momentu elektromagnetycznego w funkcji prędkości obrotowej silnika.
Układ
soft–start’u oparty jest na technice tyrystorowej czyli
sterowanych elementach półprzewodnikowych dużej mocy. Elementy te
nie przewodzą prądu, dopóki nie zostanie podany sygnał wyzwalający
(sterujący) na bramkę.
Rys. 13.8. Schemat ogólny układu do miękkiego rozruchu soft-start
549
Jak pokazano na Rys. 13.8, obwody główne układu soft–start składają
się z trzech par tyrystorów, połączonych przeciwsobnie, po jednej na
każdą fazę. Odpowiednie tyrystory w parze są wyzwalane co 120° kąta
elektrycznego. Wszystkie kąty załączenia tyrystorów są zmieniane
jednocześnie. Sikostart 3RW22 umożliwia szerokie kształtowanie
charakterystyk rozruchowych i wybiegu silnika oraz przeprowadzenie
rozruchu silnika w sposób zapewniający dopasowanie do momentu
obciążenia, poprzez:
•
liniową zmianę napięcia,
•
ograniczenie prądu rozruchu,
•
impuls przełamujący (udarowy impuls napięcia na początku rozruchu
o regulowanej wartości i czasie trwania),
•
ograniczenie napięcia rozruchu.
Zastosowanie do sterowania napięcia zasilającego silnik urządzenia
Sikostart pozwala na przeprowadzenie rozruchu napięciowego,
realizowanego w najprostszym przypadku poprzez tzw. „liniowy wzrost
napięcia”. Wartość początkowa tego napięcia może być zawarta
w granicach 20 ÷ 100% napięcia sieciowego, natomiast czas wzrostu tego
napięcia do wartości napięcia sieci może być dowolny i jest dobierany
w zależności od przewidywanego czasu rozruchu i warunków obciążenia
silnika.
Na Rys. 13.9 przedstawiono przykładowe charakterystyki prądu
i momentu elektromagnetycznego w funkcji czasu, wyznaczone dla
modelowego silnika indukcyjnego podczas rozruchu silnika w stanie
jałowym z zastosowaniem SIKOSTARTU, przy liniowym wzroście wartości
skutecznej napięcia od wartości U0 = 20% UN do napięcia znamionowego
UN w zadanym czasie. Na rysunku tym podano analogiczne przebiegi przy
rozruchu bezpośrednim.
Zastosowanie podczas rozruchu silnika liniowego wzrostu napięcia
przedłuża w czas rozruchu, który jest w przybliżeniu równy zadanemu
czasowi wzrostu napięcia zasilającego, oraz powoduje ograniczenie
maksymalnych udarów prądu.
Analogiczne przebiegi wyznaczone podczas rozruchu bezpośredniego
silnika obciążonego oraz z zastosowaniem SIKOSTARTU przedstawiono
na Rys. 13.10
550
is [jw]
is [jw]
6.0
4.0
4.0
2.0
2.0
0.0
-2.0
t [s]
0.00
0.05
0.10
0.15
0.0
0.20
-4.0
-2.0
t [s]
0.00 0.05 0.10 0.15 0.20 0.25
-6.0
-8.0
-4.0
Me [jw]
Me [jw]
5.0
2.0
4.0
1.5
3.0
1.0
2.0
0.5
1.0
0.0
0.0
t [s]
-1.0
0.00
0.05
0.10
0.15
0.20
-0.5
t [s]
0.00 0.05 0.10 0.15 0.20 0.25
-1.0
Rys. 13.9. Przebiegi prądu i momentu przy rozruchu bezpośrednim)
i przy liniowym wzroście wartości skutecznej napięcia (SIKOSTART),
dla silnika w stanie jałowym
is [jw]
6.0
4.0
2.0
0.0
-2.0
t [s]
0.0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
-4.0
-6.0
-8.0
Me [jw]
Me [jw]
6.0
2.0
5.0
1.5
4.0
1.0
3.0
0.5
2.0
0.0
1.0
0.0
-1.0
t [s]
0.0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
-0.5
t [s]
0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2
-1.0
Rys. 13.10. Przebiegi prądu i momentu przy rozruchu bezpośrednim (a,c) i przy
liniowym wzroście napięcia (SIKOSTART) (b,d), dla silnika obciążonego
551
SIKOSTART ma możliwość natychmiastowego zwiększenia napięcia
na zaciskach silnika do wartości 100% napięcia sieci w przypadku
wykrycia zakończenia rozruchu (skokowy wzrost napięcia w chwili, gdy
silnik osiągnie moment krytyczny). Na Rys. 13.11 przedstawiono przykładowy przebieg wartości skutecznej napięcia zasilającego silnik przy
samoczynnym wykrywaniu zakończenia rozruchu oraz odpowiadające mu
przebiegi obwiedni prądu i momentu elektromagnetycznego silnika.
Is max [jw]
U [V]
400
4.0
300
2.0
200
0.0
100
-2.0
0
t [s]
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
t [s]
0.0
0.3
0.6
0.9
1.2
-4.0
Me [jw]
3.0
2.0
1.0
0.0
-1.0
t [s]
0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2
Rys. 13.11. Przebiegi napięcia, prądu i momentu podczas rozruchu przy liniowym
wzroście wartości skutecznej napięcia (SIKOSTART) i przy ograniczeniu
napięciowym, dla silnika obciążonego momentem wentylatorowym
SIKOSTAR umożliwia również realizację rozruchu silnika z ograniczeniem
napięcia i ograniczeniem prądu. Można to uzyskać stosując odpowiednie
sterowanie wartości skutecznej napięcia zasilającego (Rys. 13.12).
Zastosowanie
urządzenia
SIKOSTART
umożliwia
również
przeprowadzenie „łagodnego wybiegu” silnika, realizowanego poprzez
liniowe zmniejszanie napięcia na zaciskach silnika. Zarówno czas trwania
liniowego spadku napięcia jak i jego wartość początkowa i końcowa mogą
być zmieniane w szerokich granicach. Przeprowadzenie takiego liniowego
zmniejszenia napięcia może znacznie wydłużyć czas wybiegu, co w pewnych napędach jest zaletą np. w taśmociągach czy przy wyłączaniu
pompy.
552
Is max [jw]
U [V]
400
6.0
300
4.0
2.0
200
0.0
100
-2.0
0
0.3
0.6
0.9
0.0
0.4
0.8
1.2
1.6
-4.0
t [s]
0.0
t [s]
-6.0
1.2
Me [jw]
3.0
2.0
1.0
0.0
-1.0
t [s]
0.0
0.4
0.8
1.2
1.6
Rys. 13.12. Przebiegi napięcia, prądu i momentu podczas rozruchu przy liniowym
wzroście wartości skutecznej napięcia (SIKOSTART) i przy ograniczeniu
napięciowym, dla silnika obciążonego momentem wentylatorowym
13.1.6. Rozruch częstotliwościowy silnika
indukcyjnego
Nowoczesną strategią rozruchu stosowaną w wielu układach
mechatronicznych jest rozruch częstotliwościowy silnika indukcyjnego.
Polega on na jednoczesnym zwiększaniu wartości skutecznej napięcia
zasilającego silnik i jego częstotliwości, według zadanej charakterystyki
U(f). W przypadku silnika indukcyjnego zasilanego z przekształtnika MSI
możliwa jest taka strategia rozruchu częstotliwościowego, która zapewnia
uzyskanie możliwie wysokich wartości momentu elektromagnetycznego
i ograniczonych wartości prądu w całym zakresie zmian prędkości
obrotowej silnika. Przykładowe charakterystyki statyczne momentu
elektromagnetycznego oraz prądu silnika w funkcji poślizgu dla różnych
częstotliwości napięcia zasilającego, przy różnych charakterystykach U(f)
falownika MSI (zgodnie z Rys. 13.2), przedstawiono na Rys. 13.13. Dla
częstotliwości 50, 30, 15 Hz założono pracę silnika indukcyjnego przy
znamionowym strumieniu magnetycznym - charakterystyka falownika 1 na
553
Rys. 13.2 natomiast dla częstotliwości 30 i 15 Hz wyznaczono również
charakterystyki momentu elektromagnetycznego i prądu silnika przy
forsowaniu wartości początkowej napięcia do wartości U0 = 7.5%
UN – charakterystyka falownika 4 na Rys. 13.2.
Ir [A]
Mr [Nm]
160
120
100
80
60
40
50 Hz
140
4 30 Hz
1
120
4 15 Hz
1
80
50 Hz
4 30 Hz
1
4
15 Hz
1
100
60
40
20
20
0
s [-]
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
0
s [-]
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
Rys. 13.13. Przebiegi momentu elektromagnetycznego oraz prądu w funkcji
poślizgu, przy różnych charakterystykach falownika MSI
Jak wynika z Rys. 13.13, przy zachowaniu znamionowego wzbudzenia,
dla niższych wartości częstotliwości występują mniejsze wartości momentu
elektromagnetycznego, co nie jest korzystne podczas rozruchu silnika.
Wartości momentu można w istotny sposób podnieść, stosując, zwłaszcza
w początkowym okresie rozruchu, forsowanie wzbudzenia dla niskich
częstotliwości, do wartości ograniczonej wartością maksymalnej indukcji
w rdzeniu silnika. Dla wyższych częstotliwości korzystniejsza jest praca
przy wzbudzeniu znamionowym, a przejście z jednego rodzaju charakterystyk na drugi jest wskazane dla poślizgów, dla których zarówno
charakterystyki momentu jak i prądu są do siebie możliwie najbardziej
zbliżone.
Przebiegi charakterystyk czasowych napięcia, prędkości obrotowej,
prądu w uzwojeniu stojana i momentu elektromagnetycznego dla
przykładowego silnika podczas rozruchu częstotliwościowego przedstawiono na Rys. 13.14.
Na Rys. 13.14 przedstawiono przebiegi obliczone oraz pomierzone na
rzeczywistym silniku, przy zadanym przebiegu napięcia zasilającego
uzyskanym z falownika MSI.
Rozruch częstotliwościowy silnika indukcyjnego umożliwia znaczne
ograniczenie udarów prądu i momentu elektromagnetycznego, ale
jednocześnie znacznie wydłuża czas rozruchu w stosunku do rozruchu
bezpośredniego.
554
2000
1800
1600
1400
1200
300
Usk [ V ]
250
200
100
czas [ s ]
0
0,02
0,04
0,06
0,08
0,1
0,12
8
obliczenie
I[A]
0,05
0,1
0,15
0,2
0,25
moment [ Nm ]
obliczenie
6
3
4
2
1
2
0
-2
czas [ s ]
0,14
4
-1 0
obliczenie
0
0
5
pomiar
1000
800
600
400
200
0
150
50
prędkość [ obr/min ]
0,05
pomiar
0,1
0,15
0,2
czas [ s ]
-3
0,25
pomiar
0
0
0,05
-2
0,1
0,15
0,2
czas [ s ]
0,25
-4
-4
Rys. 13.14. Przebiegi czasowe wartości skutecznej napięcia zasilającego silnik,
prędkości obrotowej wirnika, prądu i momentu elektromagnetycznego podczas
rozruchu częstotliwościowego silnika
13.2. Mikromaszyny dla układów
mechatronicznych
W układach automatyki i mechatroniki stosowane są, między innymi:
•
silniki indukcyjne dwufazowe wykonawcze,
•
silniki samohamowne (tzw. serwomotory),
•
silniki z wirnikiem kubkowym, drukowanym, tarczowym, masywnym
stalowym,
•
dwufazowe prądnice indukcyjne tachometryczne do pomiaru prędkości
i przyspieszenia,
•
selsyny do pomiaru, przetwarzania i przesyłu na odległość kąta obrotu,
•
silniki indukcyjne liniowe,
•
silniki żyroskopowe, z wirnikiem obrotowo-liniowym, kulistym i in.
•
Silniki synchroniczne o magnesach trwałych:
o
reluktancyjne,
555
o
reluktancyjne
z
biegunami
Reluctance Motor SRM),
przełączalnymi
(Switched
o
skokowe, (krokowe), o precyzyjnym sterowaniu za pomocą
uzwojeń wzbudzających,
o
silniki histerezowe,
o
reduktorowe, z wirnikiem toczącym się,
•
Silniki prądu stałego o magnesach trwałych i bezstykowe, w tym
samohamowne z samoczynnym pozycjonowaniem,
•
Silniki, aktuatory i czujniki krzemowe, silniki elektrostatyczne o wymiarach kilkudziesięciu mikrometrów, piezoelektryczne itd.,
•
Transformatory położenia kątowego.
13.2.1. Maszyny komutatorowe prądu przemiennego
Silniki komutatorowe (szeregowe i bocznikowe) prądu przemiennego,
podobnie jak silniki elektryczne prądu stałego, mają wirnik z komutatorem,
do którego doprowadza się prąd przemienny za pomocą szczotek.
Podobną konstrukcję posiadają silniki komutatorowe repulsyjne, z tą
różnicą, że prąd do wirnika nie jest doprowadzany przez szczotki, lecz
indukowany na zasadzie transformatorowej. Stojan jest zasilany z sieci
prądu przemiennego, natomiast wirnik jest zwarty poprzez szczotki.
Szczególnym przypadkiem silnika komutatorowego jest silnik
szeregowy uniwersalny, który działa identycznie jak silnik szeregowy prądu
stałego, ale może pracować zarówno przy prądzie zmiennym jak i stałym.
Zasada działania silnika uniwersalnego wykorzystuje fakt, że jeżeli
w silniku szeregowym prądu stałego zmienimy biegunowość napięcia
zasilającego, to jednocześnie zmieni się kierunek prądu twornika i kierunek
strumienia głównego, więc kierunek momentu obrotowego nie ulegnie
zmianie. W związku z tym, przy zasilaniu napięciem przemiennym prąd
zmienia się periodycznie, równocześnie w uzwojeniu twornika i uzwojeniu
wzbudzenia, więc kierunek działania momentu nie ulega zmianie i zależy
jedynie od wzajemnego połączenia początków i końców obu uzwojeń
silnika.
Różnica konstrukcyjna między zwykłym silnikiem szeregowym prądu
stałego a silnikiem uniwersalnym polega na tym, że zarówno wirnik, jak i
obwód magnetyczny stojana są wykonane w całości z blach magnetycznych, aby straty w żelazie pod wpływem zmiennego strumienia
magnetycznego były jak najmniejsze.
556
13.
1 NOWOCZES
SNE NAPĘDY ELEKTRYCZNE.
E
...
13.2.2. Silnik
ki krokowe
e
Siln
niki krokowe są
s silnikami o polu wzbudza
anym przez magnesy
m
trwałe.
Dzie
elimy je na:
•
yjnym,
silniki z wirnikiem reluktancy
•
silniki z wirnikiem z magnesami trwałymi,
•
ym.
silniki z wirnikiem hybrydowy
13.2.3. Silnik
ki reluktancyjne
Siln
niki reluktancyyjne posiadają wirniki jaw
wnobiegunowe
e bez uzwoje
eń
wzb
budzających, których relu
uktancja podłu
użna znacznie
e różni się od
o
pop
przecznej Wskkutek dynamic
cznego działania pola mag
gnetycznego na
n
niessymetryczny element wyk
konany z ma
ateriału ferromagnetyczneg
go
poja
awia się mome
ent reluktancyjjny, w wyniku działania którego wirnik dąż
ży
do takiego ustaw
wienia względ
dem stojana, przy którym reluktancja dla
stru
umienia magne
etycznego jest najmniejsza.
Siln
nik reluktancyjjny nie rozwiija momentu rozruchowego
o, więc należ
ży
dop
prowadzić go do
d stanu synch
hronizmu, np. d
dokonując rozrruchu ręcznego
o.
U
Uzwojenie
stojjana może być trójfazowe lu
ub dwufazowe
e z kondensato
orem
m w jednej fazie, zasilane z sieci jednofazowej. Rozróżniam
my
nasstępujące konsstrukcje wirnikó
ów:
•
wirnik z litej stali z dodatk
kową klatką ro
ozruchową z miedzianych
m
lu
ub
mosiężnych prętów
p
zwartyc
ch pierścieniam
mi (Rys. 13.15a
a);
•
wirnik ze stali z niemagnetycznymi przekła
adkami (Rys. 13.15b);
1
•
wirnik jawnobiegunowy z oddzielnymi klatkami rozzruchowymi dla
każdego nabiegunnika (Rys
s. 13.15c).
Rys
s. 13.15. Typowe
e konstrukcje wirników silników reluktancyjnych
h małej mocy [20
0]
55
57
13.2.4. Silnik impulsowy
W silniku impulsowym, podobnie jak w silniku reluktancyjnym,
wykorzystywana jest różnica reluktancji obwodu magnetycznego przy
różnych położeniach wirnika względem stojana. Silnik ten ma wystające
bieguny zarówno na wirniku, jak i na stojanie, o takiej samej szerokości.
Znajdujące się na stojanie uzwojenie wzbudzające jest zasilane prądem
impulsowym. Prędkość obrotowa silnika zależy jedynie od liczby żłobków
wirnika, ponieważ każdy dostarczony impuls powoduje obrót wirnika
o podziałkę żłobkową. Silnik impulsowy, nie ma własnego momentu
rozruchowego, a więc należy nadać mu prędkość początkową. Brak
momentu rozruchowego można wyjaśnić na podstawie rysunku 13.16. [20]
Rys. 13.16. Obwód magnetyczny silnika impulsowego [20]
Jeśli wirnik jest w pozycji jak na Rys. 13.16a, lub jest obrócony w lewo lub
prawo o kąt 90° el, to żaden moment nie jest wytwarzany. Moment
wytwarzany jest jedynie w położeniach pośrednich, gdy wirnik jest
przyciągany do bliżej leżącego bieguna stojana. Jest on jednak zbyt mały
aby w krótkim czasie trwania impulsu obrócić wirnik o kąt potrzebny na to,
by powstający przy następnym impulsie moment był skierowany do
następnego bieguna, ciągnąc za sobą wirnik. Jeśli zasilamy silnik
impulsowy prądem przemiennym, moment obrotowy ma charakter
pulsujący, a prędkość obrotowa podwaja się. Dzieje się tak na skutek tego,
że wirnik obraca się o podziałkę żłobkową w każdym półokresie prądu.
13.2.5. Silnik reduktorowy
Silnik reduktorowy jest stosowany wtedy, gdy wymagane są bardzo małe
prędkości kątowe. Pozwalają one na dowolne zmniejszenie prędkości
obrotowej wirnika w stosunku do prędkości pola wirującego, dzięki temu,
że liczba zębów wirnika Qr jest nieco większa niż stojana Qs. Wirnik jest
nieuzwojony, natomiast na stojanie nawinięte jest spiralne uzwojenie,
podłączone do sieci trójfazowej lub jednofazowej.
558
Rys. 13.17. Obwód magnetyczny silnika reduktorowego [20]
Zęby wirnika dążą zawsze do takiego ustawienia się, aby ich oś pokrywała
się z osią pola wirującego. W czasie, w którym oś pola wirującego
przesunie się o podziałkę żłobkową stojana τs, wirnik obróci się tylko o różnicę podziałek stojana i wirnika (τs - τr) potrzebną do pokrycia się osi
magnetycznych sąsiednich zębów. Stosunek prędkości wirnika n do
prędkości pola wirującego ns, wynosi:
n τ s − τ r Qr − Q s
Q − Qs
, stąd n = ns r
=
=
ns
τs
Qs
Qs
(13.6)
Liczba zębów w silnikach reduktorowych jest na tyle dużą, że prędkości
obrotowe mogą być rzędu kilkudziesięciu obrotów na minutę. Jeśli liczba
zębów na wirniku jest mniejsza od liczby zębów stojana Qr<Qs, to wirnik
obraca się w kierunku przeciwnym do kierunku wirowania pola.
13.2.6. Maszyny synchroniczne z magnesami trwałymi
W maszynach synchronicznych małej mocy coraz częściej jako źródło
strumienia magnetycznego wykorzystywane są magnesy trwałe. Powoduje
to uproszczenie konstrukcji maszyny oraz zwiększenie jej pewności pracy,
w stosunku do konwencjonalnie wzbudzanych maszyn elektrycznych.
Rys. 13.18. Typowe kształty wirników silników z magnesami trwałymi [20]
559
Maszyny te charakteryzują się większą sprawnością i mniejszymi
przyrostami temperatury oraz mniejszymi zakłócenia radioelektrycznymi ze
względu na brak zestyków ślizgowych, na których mogłoby wystąpić
iskrzenie.
13.2.7. Silniki indukcyjne liniowe
Silniki indukcyjne liniowe można podzielić na:
•
Silniki liniowe płaskie,
•
Silniki liniowe tubowe.
Silnik liniowy składa się z części pierwotnej, zwanej induktorem oraz części
wtórnej. Silniki liniowe płaskie mogą posiadać po jednej powierzchni
aktywnej dla obu części (silniki jednostronne magnetycznie) lub dwie
powierzchnie aktywne dla części wtórnej (silniki dwustronne). Rozwiązania
konstrukcyjne silników liniowych płaskich przedstawia Rys. 13.19 [16 ]
Rys. 13.19. Rozwiązania konstrukcyjne silników liniowych płaskich [16 ]
W trójfazowym silniku indukcyjnym liniowym tubowym induktor posiada
uzwojenie w postaci cewek okrągłych połączonych w układzie trójfazowym.
Silniki te mogą mieć ruchome cewki lub magnesy, które mogą być
umieszczone wewnątrz cylindra z cewkami, lub cewki mogą być umieszczone wewnątrz cylindra posiadającego magnesy trwałe. Różne
rozwiązania konstrukcyjne silnika liniowego tubowego przedstawiono na
Rys. 13.20 [16].
Rys. 13.20. Silnik liniowy tubowy z magnesami trwałymi na wewnętrznym
i zewnętrznym cylindrze [16]
560
Przy zasilaniu napięciem trójfazowym w silniku powstaje pole
magnetyczne wędrujące. Część wtórną silnika indukcyjnego liniowego
płaskiego stanowi stalowy ceownik z nałożoną na niego blachą
aluminiową, natomiast dla silnika tubowego może być ona wykonana
w kształcie stalowego pręta pokrytego warstwą miedzi. W tym przypadku
warstwa miedzi stanowi obwód elektryczny, a pręt stalowy jest obwodem
magnetycznym silnika.
Z uwagi na przesuwanie się jednej części względem drugiej, siła ciągu,
w przypadku równej długości obu części, zmieniałaby swą wartość wraz
z przesunięciem, dlatego jedna z części jest dłuższa. W zależności
od tego, która z części silnika jest dłuższa rozróżniamy:
•
silniki liniowe z dłuższą częścią pierwotną - synchroniczne stosowane
w pojazdach zawieszonych magnetycznie,
•
silniki liniowe z dłuższą częścią wtórną - indukcyjne.
Uzwojenia induktorów mogą być zasilane w ten sposób, aby strumień
magnetyczny przechodził prostopadle przez część wtórną, lub zamykał się
wzdłuż części wtórnej.
Trójfazowe uzwojenie induktora zasilane napięciem symetrycznym
wytwarza strumień magnetyczny, który zamyka się częściowo przez
szczelinę, warstwę niemagnetyczną, oraz przez żelazo części wtórnej.
Strumień ten indukuje w obu litych warstwach części wtórnej prądy wirowe,
przy czym gęstość prądu w warstwie niemagnetycznej jest znacznie
większa od gęstości w żelazie, dlatego można przyjąć, że żelazo stanowi
obwód magnetyczny a warstwa niemagnetyczna - obwód elektryczny
części wtórnej.
Pole magnetyczne w szczelinie silnika porusza się względem induktora
z prędkością, która nie zależy od liczby biegunów induktora lecz jedynie
od wartości jego podziałki biegunowej i częstotliwości zasilania. Pole
magnetyczne oddziałując z prądami indukowanymi w części wtórnej daje
siłę ciągu umożliwiającą poruszanie się obu części silnika względem
siebie. W przypadku silnika z dłuższą częścią wtórną, stosowanego
w pojazdach trakcyjnych, część pierwotna zamocowana na pojeździe
porusza się względem nieruchomej części wtórnej rozłożonej wzdłuż toru.
W przypadku przenośnika taśmowego z napędem elektrycznym liniowym
ruchomą częścią jest część wtórna, stanowiąca taśmę przenośnika.
Oprócz siły ciągu występuje siła prostopadła do powierzchni silnika i siły
boczne.
Charakterystyka mechaniczna silnika zależy zarówno od wartości
szczeliny powietrznej i grubości warstwy niemagnetycznej części wtórnej
jak i od materiału z jakiego wykonana jest ta warstwa.
561
13.2.8. Silniki tarczowe
W ostatnich latach można zauważyć duże zainteresowanie silnikami
bezszczotkowymi z magnesami trwałymi, wynikające z bardzo atrakcyjnych parametrów elektromechanicznych tych maszyn jako napędów o
regulowanej prędkości.
Rys. 13.21. Silnik tarczowy prądu stałego
(Model wykonany w programie Opera 3D firmy VectorFields)
Duże zainteresowanie silnikami tarczowymi związane jest głównie
z tym, że oferują one wysoką sprawność, a więc są napędami energooszczędnościowymi, a co za tym idzie urządzeniami ekonomicznymi.
Na zredukowanie kosztów napędu, wykorzystującego silnik tarczowy
umieszczony w piaście koła [21], wpływa również fakt, że napęd ten jest
bezprzekładniowy, a więc nie wymaga stosowania przekładni między
silnikiem a kołem, co występuje w przypadku tradycyjnych rozwiązań.
Silniki tarczowe prądu stałego z komutacją elektroniczną wzbudzane
magnesami trwałymi (Rys. 13.21) są napędami uniwersalnymi, tzn. mogą
zastąpić każdy inny układ napędowy, oraz mają od nich lepsze parametry
i właściwości [22]. Przykładowo, w stosunku do silników indukcyjnych
zasilanych z przekształtników mają:
•
kilkakrotnie większą przeciążalność momentem,
•
kilkakrotnie większą dynamikę ruchu,
•
wyższą prędkość obrotową, która może wynosić nawet kilkadziesiąt
tysięcy obrotów na minutę, podczas gdy w silnikach indukcyjnych
maksymalna prędkość obrotowa nie przekracza 10000 obr/min,
•
wyższą sprawność energetyczną.
W stosunku do silników prądu stałego zasilanych z przetwornic
energoelektronicznych mają:
•
562
wyższą przeciążalność momentem, gdyż w silniku z komutatorem
mechanicznym dopuszczalna przeciążalność jest ograniczona
iskrzeniem szczotek zagrażającym wzbudzeniem łuku okrężnego na
komutatorze,
•
większą dynamikę, gdyż mają mniejszy moment bezwładności
i większą przeciążalność momentem,
•
wyższą sprawność energetyczną, ze względu na brak strat mocy
wzbudzenia i strat komutacyjnych,
•
znacznie większą trwałość, która w silnikach prądu stałego jest
determinowana przez komutator i szczotki.
Silniki z komutacją elektroniczną z uwagi na swoje parametry są napędami
przyszłościowymi o szerokim zakresie stosowania [22].
Wśród silników tarczowych z magnesami trwałymi wyróżnia się kilka
typów ze względu na kierunek działania strumienia magnetycznego:
•
AFIM (Axial Flux Induction
indukcyjne tarczowe.
Motors) – osiowo-strumieniowe silniki
Rys. 13.22. Silnik indukcyjny osiowo - strumieniowy (szkic)
Konstrukcja takiego silnika (Rys. 13.22) składa się z jednego rdzenia
stojana i dwu wielofazowych uzwojeń stojana, natomiast wirnik
zbudowany jest z dwóch niezależnych elementów umieszczonych na
wałach, które mogą się obracać niezależnie [21].
•
AFPMM (Axial Flux Permanent Magnet Motors) – silniki osiowostrumieniowe z magnesami trwałymi wykonanymi w oparciu o pierwiastki ziem rzadkich Nd-Fe-B (neodym-żelazo-bor), mogącymi
wytworzyć odpowiednio wysoką indukcję w szczelinie. Silniki te mogą
być montowane bezpośrednio w kole pojazdu. Wśród tych silników
można wyróżnić dwa rodzaje konstrukcji:
o
silniki typu torus, w których strumień magnetyczny zamyka się
w stojanie w kierunku równoległym i prostopadłym do osi silnika
(Rys. 13.23),
563
Rys. 13.23. Silniki typu torus z magnesami trwałymi
o
silniki ze strumieniem poosiowym w stojanie, składające się
z elementów zbudowanych z rdzeni ferromagnetycznych
o przekroju trapezowym i nawiniętych na nich cewkach
(Rys. 13.24),
Rys. 13.24. Silniki ze strumieniem poosiowym w stojanie [24].
Elementy rozmieszczone są symetrycznie na obwodzie w pozycji
równoległej do osi silnika i mogą być zalane żywicą tworząc jedną
całość. Do stalowych tarcz wirnika przyklejone są magnesy
rozmieszczone symetrycznie na ich obwodach [23],
•
564
RFPMM (Radial Flux Permanent Motors) – silnik promieniowostrumieniowy z magnesami trwałymi. W tego typu konstrukcji częścią
aktywną silnika odpowiedzialną za wytworzenie momentu jest
pierścieniowy rdzeń stojana (grubość pierścienia jest liczona wzdłuż
promienia, jako różnica pomiędzy promieniem zewnętrznym i
wewnętrznym stojana). Strukturę geometryczną standardowego
cylindrycznego silnika RFPMM przedstawia Rys. 13.25. Uzwojenie
wielofazowe stojana ułożone jest w żłobkach. Magnesy trwałe
montowane na powierzchni zewnętrznej rdzenia wirnika magnesowane
są promieniowo. Strumień magnesów trwałych przechodzi przez stojan
i jarzma wirnika,
Rys. 13.25. Silnik promieniowo-strumieniowy z magnesami trwałymi
•
Hybrydowa kombinacja typu AFPMM i RFPMM, wykorzystująca różne
kombinacje ułożenia magnesów w celu zwiększenia wydajności silnika,
np. połączenie hybrydowe typu osiowo-strumieniowego i promie
niowo-strumieniowego, czyli silnik z magnesami na tarczach wirnika
i na obudowie zewnętrznej wirnika,
•
Silniki synchroniczne osiowo-strumieniowe z magnesami trwałymi typu
AFSPMM (Axial Flux Synchronous Permanent Magnet Motor ). Zaletą
silników synchronicznych z magnesami trwałymi w porównaniu
z silnikami indukcyjnymi jest prostota metod sterowania. Stan wektora
prądu i stan strumienia jest łatwy do określenia poprzez bezpośredni
pomiar położenia wału wirnika. W silnikach indukcyjnych natomiast do
wytworzenia prądu magnesującego jest niezbędne zastosowanie
falownika o relatywnie dużej mocy [21]. W silnikach synchronicznych
indukowane są stosunkowo małe prądy wirowe, co w konsekwencji
prowadzi do niższych strat w rdzeniu i wyższej sprawności. Silniki
synchroniczne projektowane są dla prądu sinusoidalnego lub fali
prądowej trapezoidalnej. Uproszczoną konstrukcję rdzenia stojana
silnika AFSPMM przedstawia Rys. 13.26. Uzwojenia stojana połączone
w gwiazdę lub w trójkąt są umieszczone w żłobkach wykonanych
wzdłuż promienia. Magnesy trwałe wykonane na bazie pierwiastków
ziem rzadkich (SmCo lub NeFeB) mają kształt segmentów (Rys. 13.26)
lub pierścieni. W tańszych rozwiązaniach mogą być również używane
ferrytowe magnesy trwałe [21].
565
bs
d
d se
h ys
h ds
Rys. 13.26. Użłobkowany rdzeń stojana [25].
d1
d2
dr
h yr
Rys. 13.27. Wirnik silnika [25].
Ze względu na budowę, silniki tarczowe można podzielić na [21], [23]:
•
konstrukcje użłobkowane lub bezżłobkowe,
•
konstrukcje w których układ magnesów montowany jest powierzchniowo NN lub NS.
13.2.9. Silnik tarczowy typu torus
Silnik
bezżłobkowy
o
magnesach
trwałych
montowanych
powierzchniowo, to typowa struktura silników osiowo-strumieniowych
bezszczotkowych typu torus.
Konstrukcję silnika przedstawia Rys. 13.28. Rdzeń stojana jest
bezżłobkowym toroidem wykonanym z nawiniętego warstwowo paska
blachy. Uzwojenie jest wykonane jako wielofazowe, z oddzielnie
nawiniętych na toroid cewek. Podwójny zewnętrzny wirnik ma osiowo
przemagnesowane magnesy trwałe, które są montowane na powierzchni
wewnętrznej rdzenia [21], [23], [26].
566
13.
1 NOWOCZES
SNE NAPĘDY ELEKTRYCZNE.
E
...
a)
b)
Rys. 13.28. Silnik tarczowy typu torus, a - s
stojan, b – tarcza
a wirnika
Każdy z wirn
ników wykonan
ny jest jako stalowy dysk umieszczony
u
na
n
t
wykona
ane na bazie pierwiastków ziem rzadkic
ch
wale. Magnesy trwałe
d-Fe-B) mają kształt wycin
nków pierścieni (Rys. 13.2
28b). Poniewa
aż
(Nd
uzw
wojenia są umie
eszczone na powierzchni
p
rdzzenia stojana, więc efektywn
na
dług
gość szczelinyy jest w przybliżeniu równa
a osiowej długości magnes
su
i ind
dukcja w szcze
elinie Bδ wynos
si 0,5 Br.
Zale
ety silnika bezżżłobkowego są
ą następujące::
•
nie występuje tętnienie strum
mienia związan
ne ze żłobkam
mi,
•
nie występuje zjawisko nasy
ycania się zębó
ów.
W
Wadą
silnika bezżłobkowego
b
o jest brak żłob
bków, co powo
oduje, że uzwo
ojenia stojana po
oddawane są
ą większym siłom elektro
omagnetycznym
ścisskającym, orazz większym wibracjom
w
mecchanicznym. W konsekwenc
cji
stru
uktura ta nie je
est wystarczają
ąco wytrzymałła pod względ
dem mechanicznym
m, a ponadto potrzebna jes
st duża objętość magnesu do
d wytworzenia
żąd
danej, wysokiejj wartości indu
ukcji w szerokkiej szczelinie silnika. Dlateg
go
stojan, składającyy się z rdzen
nia toroidalneg
go, karkasu oraz
o
uzwojenia,
w całości zalany jest
j
żywicą, dla zwiększenia
a wytrzymałoścci mechanicznej
silnika (Rys. 13.28
8a).
13.2.10. Silniik użłobkow
wany o mag
gnesach trrwałych
monttowanych powierzchn
p
niowo.
Kolejnym rozzwiązaniem konstrukcyjnym
k
m jest silnik o użłobkowanej
stru
ukturze rdzenia stojana. Żło
obki otwarte ssą umieszczo
one po obydw
wu
aktyywnych stron
nach rdzenia
a stojana, natomiast wielobiegunow
w
we
/wie
elofazowe uzw
wojenia są umieszczone symetrycznie
e w żłobkach.
Wyrróżnić tutaj mo
ożna dwa typy obwodów [26]], [27], [28], [29
9]:
• Silnik
użłob
bkowany
o
magnesach
h
trwałych
ch
montowanyc
powierzchniow
wo typu NN. W silniku tym w rdzeniu sto
ojana występujją
2 główne strumienie o rozk
kładzie symetrrycznym. Prze
ewody tworząc
ce
56
67
jedną cewkę mogą być rozmieszczone w dwóch naprzeciwległych
żłobkach. Rozwiązanie to powoduje, iż prądy o tej samej wartości
płyną w przeciwnych kierunkach w żłobkach umieszczonych na
przeciw siebie (Rys. 13.29). Rozwiązanie to wymaga dużych wymiarów
stojana, ze względu na drogę strumienia, który przebiega skrośnie
przez rdzeń stojana. Z drugiej jednak strony, konstrukcja ta pozwala na
krótkie połączenia czołowe uzwojeń, co w konsekwencji prowadzi do
małych strat obciążeniowych w uzwojeniach,
N
Wirnik
N
Magnes
Rys. 13.29. Droga strumienia w silniku użłobkowanym o magnesach trwałych,
montowanych powierzchniowo typu NN [21].
•
Silnik
użłobkowany
o
magnesach
trwałych
montowanych
powierzchniowo typu NS. W przypadku takiej konstrukcji (Rys. 13.30)
wystepuje tylko jeden strumień główny płynący przez stojan osiowo od
jednego wirnika dyskowego do drugiego. Uzwojenia wielofazowe dla
obydwu aktywnych stron są nawijane niezależnie w żłobkach stojana.
Uzwojenia są wykonane i zasilane w taki sposób, że po każdej stronie
kierunek prądu w dwóch naprzeciwległych żłobkach jest taki sam.
N
S
Wirnik
Magnes
Rys. 13.30. Droga strumienia w silniku użłobkowanym o magnesach trwałych,
montowanych powierzchniowo typu NS [21].
568
Dla tego typu konstrukcji stosuje się mniejsze jarzmo stojana,
natomiast połączenia czołowe są znacznie dłuższe, nawet o ponad jedną
podziałkę żłobkową. Takie rozwiązanie prowadzi do małych strat w żelazie,
natomiast do większych strat obciążeniowych w uzwojeniach. Ze względu
na ograniczone wymiary stojana, powierzchnia oddawania ciepła jest mała
i może pojawić się również problem przegrzewania uzwojeń.
13.2.11. Komutator elektroniczny
Silniki tarczowe sterowane są najczęściej przy pomocy komutacji
elektronicznej. W silnikach z komutacją mechaniczną przełączanie następuje automatycznie po zmianie położenia szczotek względem wycinków
komutatora. W silnikach z komutacją elektroniczną do określenia kąta położenia cewek względem magnesów stosuje się przede wszystkim czujnik
położenia.
zasilanie
(prąd stały)
czujnik
prądu
falownik
mikrokontroler
silnik
czujnik
położenia
Rys. 13.31. Schemat układu zasilania i sterowania silnikiem
bezszczotkowym prądu stałego.
Czujnikami położenia mogą być hallotrony, fotodiody, czujniki
indukcyjne lub enkodery. Najczęściej stosowane są czujniki hallotronowe.
Rys. 13.32. Schemat budowy komutatora elektronicznego.
569
Na Rys. 13.32 przedstawiono działanie czujnika hallotronowego,
przeznaczonego do sterowania pracą silnika trójpasmowego, z dwoma
biegunami [23].
Trzy hallotrony H1, H2, H3 rozmieszczone są względem siebie,
co 120° i odpowiadają za załączanie uzwojeń W1, W2, W3, poprzez
tranzystory T1, T2, T3. Jeżeli biegun S znajdzie się na wysokości
hallotronu H1, wtedy następuje załączenie tranzystora T1, który załącza
uzwojenie W1 na polaryzację N. Bieguny magnesu S i uzwojenia N
przyciągają się i powodują obrót silnika. Następnie, gdy początek bieguna
S magnesu znajdzie się w linii z H2, załącza W2 na biegun N i odpycha
biegun N od uzwojenia W2 z polaryzacją N. Opisany przykład dotyczy
silników, w których prąd w cewkach płynie tylko w jednym kierunku.
Dla silników trójpasmowych z trzema impulsami prądowymi: dodatnim,
ujemnym i zerowym, zasada działania jest podobna. W każdym momencie
prądy o przeciwnych kierunkach płyną przez parę uzwojeń (ilość uzwojeń
„pracujących” zależna jest od ilości par biegunów stojana), jednocześnie
odpychając i przyciągając bieguny uzwojeń do/od biegunów magnesów
stałych.
W praktyce sygnały sterujące prądami w cewkach pochodzą od
kontrolera, który odpowiednio zaprogramowany, steruje załączaniem
tranzystorów.
Przykładowe połączenie uzwojeń silnika zasilanego trójpasmowo
o liczbie biegunów 2p=10 przedstawia rysunek 13.33:
Rys. 13.33. Schemat połączeń cewek uzwojenia stojana typu Gramma.
Na Rys. 13.34 przedstawiono schematyczną budowę silnika
tarczowego prądu stałego z elektronicznym komutatorem. Silnik ten
zasilany jest poprzez mostek tranzystorowy tak, że za każdym razem
przewodzą dwa tranzystory. Na jeden magnes przypadają trzy uzwojenia,
dwa pracujące o przeciwnych kierunkach prądów i jedno niezasilane
podczas każdego taktu maszyny.
570
Rys. 13.34. Schemat budowy silnika tarczowego prądu stałego
z elektronicznym komutatorem.
13.3. Układy napędowe firmy SEW-EURODRIVE
Firma SEW-Eurodrive jest światowym producentem motoreduktorów, reduktorów, wariatorów, silników elektrycznych, serwonapędów
i przemienników częstotliwości (falowników). Firma oferuje pełną gamę
motoreduktorów: walcowych, płaskich, ślimakowych i stożkowych.
Innowacyjne rozwiązania napędowe mają zastosowanie we wszystkich
branżach i gałęziach przemysłu takich jak przemysł chemiczny,
samochodowy, spożywczy, budowlany itd. W ofercie znajdują się również
przekładnie przemysłowe i planetarne z momentem aż do 1000 kNm [30].
Produkty firmy Sew-Eurodrive to, między innymi:
•
Motoreduktory, przekładnie i silniki,
•
Napędy regulowane elektronicznie:
o
Przetwornice częstotliwości MOVITRAC,
o
Przetwornice napędowe MOVIDRIVE.
Najprostszym i ekonomicznym sposobem sterowania silnikiem jest
zastosowanie falownika MOVITRAC 07. Falownik ten został opracowany
z myślą o prostych zastosowaniach w ramach systemów przenośnikowych
lub dozujących, w mieszalnikach, wentylatorach i pompach, w stołach
obrotowych lub transporterach rolkowych oraz wielu innych.
571
Rys. 13.35. Opis zacisków falownika MOVITRAC 07 [30]
Uruchomienie procesu przy użyciu tego falownika przebiega bardzo
szybko. Wystarczy przy pomocy wbudowanej klawiatury wprowadzić dane
znamionowe napędu i rozpocząć pracę układu.
W celu ułatwienia obsługi urządzenia oraz umożliwienia podglądu
otrzymywanych komunikatów o stanie urządzenia, jak również w celu
analizy otrzymywanych przebiegów dla różnych sygnałów, można użyć
bezpłatnego oprogramowania MOVITOOLS. Urządzenie MOVITRAC 07
posiada 5 wejść cyfrowych, 1 wejścia analogowe oraz 1 wyście cyfrowe.
Schemat połączeń falownika MOVITRAC 07 do sieci 230/400 V przedstawiono na Rys. 13.36.
572
Rys. 13.36. Schemat połączeń falownika 230V 0,37…2,2 kW / 400V 0,55…4,0 kW [30]
Własności falownika MOVITRAC 07 są następujące:
Duży zakres napięcia
•
urządzenia 400/500 V dla zakresu napięcia 3 x 380 ... 500 VAC,
•
urządzenia 230 V dla zakresu napięcia 3 x 200 ... 240 VAC.
Wysoka przeciążalność
573
•
Wielkość obudowany 0: 200 % IN krótkotrwale,
•
Wielkość obudowany 0 ... 6: 150 % IN przez co najmniej 60 s,
•
Wszystkie wielkości obudowy: 125 % IN stała eksploatacja bez
przeciążenia (pompy, wentylatory).
Kompaktowa konstrukcja urządzenia zajmuje niewielką powierzchnię szafy
sterowniczej oraz optymalnie wykorzystuje objętości szafy sterowniczej.
13.3.1. Parametryzacja falownika
W celu parametryzacji, obsługi oraz programowania falownika należy
uruchomić oprogramowanie firmy SEW MT-Manager (Rys. 13.37).
W uruchomionym programie należy ustawić: język, sposób połączenia
z urządzeniem (np: Single Inverter), port komunikacyjny (np. COM1), typ
podłączonego urządzenia (np: Movitrac 07).
Po ustawieniu wszystkich parametrów należy wybrać przycisk
UPDATE. W oknie CONNECTED INVERTERS wyświetlą się podłączone
urządzenia.
Rys. 13.37. Okno MT-Managera
Po zakończeniu przeszukiwania podłączonych urządzeń wybieramy
przycisk SHELL 07 przechodząc do okna parametryzacji napędu
(Rys. 13.38):
Urzadzenie MOVITRAC 07 może pracować zarówno w standardowym
trybie sterowania U/f, jak również w trybie VFC (orientacja wektorowa, bez
enkodera).
574
Rys. 13.38. Okno parametryzacji napędu
Duża przeciążalność, wbudowane zabezpieczenia elektroniczne
i funkcje kontrolne oraz rozszerzony zakres temperatur należą do standardowego wyposażenia urządzenia. Wbudowana jednostka kontrolna
połączona z czujnikiem temperatury gwarantuje optymalną ochronę
uzwojeń silnika. Wbudowany seryjnie kontroler PI umożliwia ponadto
niezależną regulację zmiennych przebiegu procesu, takich jak przepływ
i ciśnienie.
13.4. Mikrosilniki krzemowe
Ciągły rozwój nowych technologii znalazł odzwierciedlenie
w możliwości stworzenia na bazie techniki produkcji nowych struktur
krzemowych, również różnych, bardzo precyzyjnych mikrokonstrukcji
mechanicznych, których wielkości są rzędu nawet kilkunastu mikrometrów.
Jednymi z typowych mikromechanizmów, jakie można wykonać poprzez
nakładanie kolejnych, krzemowych warstw i odpowiednie wytrawianie są
mikrosilniki krzemowe o napędzie elektrostatycznym (pojemnościowym).
Pierwszy mikrosilnik w technologii krzemowej został wykonany w Berkeley
Seansor and Actuator Center University od California w 1988 roku przez
L.S.Fan. Warto jednak wspomnieć, że pierwszy silnik pojemnościowy
(oczywiście o dużych gabarytach) został wykonany już w ubiegłym wieku,
w 1889 r. przez Zipernowskiego.
Mikrosilniki krzemowe, podobnie jak inne mikrostruktury, stanowią
zazwyczaj jedynie część większych, bardziej złożonych konstrukcji, tzw.
mikrosystemów. Mikrosystem taki może składać się z wielu różnorodnych
komponentów, np.:
•
komponenty mechaniczne,
575
•
komponenty elektrostatyczne,
•
komponenty hydrauliczne,
•
komponenty termiczne,
•
komponenty elektryczne,
•
komponenty optyczne.
Zastosowania mikrosystemów są ogromne i coraz częściej, wraz
z rozwojem technologii, zależą przede wszystkim od wyobraźni inżynierów.
13.4.1. Technologie produkcji
Istnieje wiele technologii tworzenia mikrostruktur, często różne
ośrodki badawcze prezentują własne pełne techniki produkcji. Zawsze
jednak bazują one na elementarnych technikach produkcji takich jak:
- techniki wykorzystujące krzem oraz tradycyjne procedury wytrawiania
i mikroobróbki (fotolitografię, nakładanie cienkich warstw np. przez naparowywanie, wytrawianie chemiczne i plazmowe, techniki wykorzystujące
„warstwy ofiarne”, technologie wykorzystujące domieszkowanie innymi
substancjami chemicznymi, trawienie „suche” RIE, specjalną mikroobróbkę
laserową wykorzystywaną dotychczas w mikroobróbce materiałów organicznych i in.),
- metoda LIGA, a także jej odmiany wykorzystujące światło ultrafioletowe
(UV LIGA), czy też dodatkowe warstwy (SLIGA),
- inne specjalistyczne, kombinowane techniki, składające się z technik
podstawowych.
Pierwsze z opisanych metod są powszechnie znane i wykorzystywane przy innych procesach technologicznych. Zasadniczą techniką tworzenia kształtów mikromaszyn jest fotolitografia. Technika ta jest z powodzeniem wykorzystywana w mikroelektronice.
Na rysunku 13.39 przedstawiona jest istota metody fotolitograficznej.
Rysunek (a) przedstawia cienką „błonę fotograficzną” materiału (3),
z którego będzie wykonana główna część struktury (4) ( np. dwutlenek
krzemu) na podłożu innego materiału (5) (może to być np. krzem). Tak
wykonana płytka jest pokrywana warstwą światłoczułą, wrażliwą na światło
ultrafioletowe, zbudowaną na bazie polimerów. Następnie wykorzystuje się
tzw. maskę z wykonanym wzorem (1) pożądanego elementu (elementów).
Wzór taki można wykonać z chromu umieszczonego na szklanym podłożu.
Warstwa światłoczuła jest naświetlana światłem ultrafioletowym (1)
poprzez maskę (2). Wzór na masce jest w ten sposób przenoszony na
576
warstwę światłoczułą (b). Można wyróżnić dwa główne typy materiałów
światłoczułych:
- odpornych na wytrawianie, w których pod wpływem naświetlenia,
polimer jest „osłabiany” i staje się wrażliwy na substancje trawiące,
- nieodpornych na wytrawianie, w których pod wpływem naświetlenia,
polimer jest utwardzany i staje się odporny na substancje trawiące.
Kolejnym krokiem jest wytrawienie chemiczne (może być stosowana
też inna metoda) przygotowanej płytki, dla pierwszego typu materiału
światłoczułego otrzymujemy pozytyw wzoru, dla drugiego zaś przypadku
negatyw wzoru (c). Ostatnim krokiem jest usunięcie pozostałej warstwy
światłoczułej i otrzymanie końcowego elementu (d).
Rys. 13.39. Kolejne kroki wykonania prostego elementu przy pomocy
fotolitografii [39,40].
Coraz większe znaczenie ma obecnie technologia LIGA, która
mimo że jest dość kosztowna, ze względu na wykorzystanie w procesie
synchrotronu (kołowego akceleratora cząstek naładowanych, z polem
magnetycznym wzrastającym wraz z energią cząstek), to jednak pozwala na wysoką precyzję tworzenia płaszczyzn struktury, przy jednoczesnej dużej powtarzalności kształtów poszczególnych elementów.
577
Technika ta powstała na początku lat 80-tych w Karlsruhe Nuclear
Research Center (w Niemczech). Pojęcie LIGA jest akronimem słów w
języku niemieckim określających kolejne etapy procesu wykonania
elementów: Lifhographie (litografia), Galvanformung (galwanizacja),
Abformung (formowanie). Na rysunku 13.40 przedstawiono kolejne etapy
wykonania prostego elementu w tej technologii. W pierwszym kroku
wykorzystuje się promienie Roentgena (1) w specjalnym rodzaju litografii,
gdzie źródłem promieniowania jest synchrotron. Promienie poprzez
specjalnie przygotowaną maskę (2) ze wzorem, podają na grubą warstwę
materiału fotoczułego (3) (wrażliwego na promieniowanie Roentgena),
który pokrywa podłoże (5) w postaci na przykład metalizowanych warstwy
krzemu lub nierdzewnej stali. Wykorzystywane promienie są wysoce
równoległe, dzięki czemu uzyskuje się nachylenia bocznych ścian rzędu
1μm/m, a dzięki dużej sile penetracji materiałów przez promienie, uzyskuje
się nacięcia o pionowych rozmiarach od 100μm do kilku milimetrów i
poziomych sięgających pojedynczych mikronów. Tak precyzyjna technika
jest dużo dokładniejsza od innych dotychczas stosowanych technologii.
Dodatkową zaletą zastosowania synchrotronu jest możliwość uzyskania z
jego pomocą pewnej rotacji w osiach X i Y dla trójwymiarowego usuwania
materiału.
Utworzony wzór jest przedstawiony na rysunku (b). Kolejnym
krokiem jest galwanizacja tak powstałego modelu (c). Powstała struktura
metalowa (5,6) może być już gotowym elementem, jednak można ją
wykorzystywać do formowania (d) innych struktur z materiałów
plastycznych (7). Na rysunku (e) przedstawiono takie formowanie, zaś na
rysunku (f) przedstawiono końcowy element.
Bardziej złożone konstrukcje tworzy się łącząc możliwości danej
technologii z pomysłowością inżynierów. Można na przykład stosować
metody kombinowane z kilku technik modelowania, nanosić dwustronnie
wzór na materiał trawiony, stosować różne domieszki w materiałach,
i dzięki temu sterować procesem kształtowania oraz uzyskiwać dodatkowe
modelowanie.
Typową domieszką dodawaną do krzemu jest bor, który jest wprowadzany do krzemu w procesie znanym jako dyfuzja, przy czym
wprowadzanie to odbywa się także przy pomocy odpowiednich masek. Tak
zmodyfikowany krzem skutecznie opiera się trawieniu w KOH. Następnie
stosując inne maski można wykonać właściwą strukturę przy pomocy
trawienia. Niestety bor ma właściwości niekorzystne dla elementów
mikroelektronicznych, które nie mogą być tworzone w pobliżu tak
utworzonych struktur. Dodatkową wadą jest znaczne podniesienie kosztów
tworzenia elementów mikromaszyn przy pomocy tej techniki.
578
Rys. 13.40. Etapy wykonania elementu w technologii LIGA [39,40].
Tworzenie skomplikowanych mikromaszyn, składających się z kilku
warstw wymaga bardziej rozwiniętych technik od opisanych powyżej.
W technikach tych, struktury są nanoszone podobnie jak w technikach
podstawowych na warstwie krzemu (lub innego materiału) jako podłoża.
Typowy proces wymaga użycia warstw z dwóch różnych materiałów:
materiału strukturalnego (zwykle polisilikonu) i materiału „ofiarnego”
(np. tlenku krzemu). Poszczególne warstwy są nanoszone i modelowane
w procesie trawienia „suchego”. Na koniec warstwy „ofiarne” są usuwane
w procesie „mokrego” trawienia.
Rozmaitość
poszczególnych
warstw
umożliwia
tworzenie
mikromechanizmów składających się z kilku elementów, niektóre z nich
mogą być nawet oddzielone od podłoża. Mikroobróbka warstwowa
umożliwia produkcję stosunkowo skomplikowanych mikromaszyn. Przy
pomocy technik łączenia warstw, łączy się warstwy krzemu z innymi
materiałami i dzięki temu można realizować dość złożone konstrukcje.
Popularną techniką jest łączenie warstw krzemu ze szkłem w procesie
anodyzacji. W technice tej szkło i krzem są umieszczane w wysokiej
temperaturze i pod wpływem silnego pola elektrycznego tworzy się trwałe
połączenie pomiędzy materiałami. Po połączeniu, warstwa krzemu może
być nadal kształtowana poprzez warstwę szkła przy pomocy trawienia RIE.
Tak utworzone kanały są wytrzymałe na przepływ pod niewielkim
ciśnieniem niektórych cieczy (np. wody).
579
Istnieją również inne techniki łączenia krzemu z innymi materiałami,
w tym również techniki nanoszenia na krzem warstw światłoczułych.
Większość tych metod mimo, że tworzą silne połączenia warstw, mają
także wiele wad, w tym głównym minusem jest to, że aby uzyskać dobre
połączenie, łączone powierzchnie muszą być niezwykle równe i czyste.
Techniki łączenia warstw mogą być potencjalnie wykorzystywane w kilku
zasadniczych konstrukcjach, takich jak mikrozawory i mikropompy,
a zatem podczas tworzenia różnych komponentów hydraulicznych.
Na kolejnym rysunku przedstawiono etapy produkcji całego mikrosilnika
przy wykorzystaniu technik tradycyjnych [31-37]. Jak można zauważyć,
przedstawiony
proces
opiera
się
na
wykorzystaniu
warstw
niskotemperaturowego tlenu (LTO - Low Temparature Oxide), które w
ostatecznym modelu będą usunięte. Warstwami strukturalnymi w tym
przypadku są warstwy LPCVD (Low Pressure Chemical Vapour Deposition) polikrzemu, silnie domieszkowane fosforem. W celu
kształtowania płaszczyzn wykorzystuje się anizotropowe wytrawianie
jonowe RIE, jak również krótkotrwałe trawienie izotropowe, aby usunąć
resztki polikrzemu.
Rys. 13.41. Przekrój poprzeczny mikrosilnika w poszczególnych etapach produkcji
mikrosilnika [31-37].
580
13.4.2. Konstrukcje mikrosilników
Powstało wiele konstrukcji mikrosilników krzemowych. Na kolejnych
rysunkach zostaną zaprezentowane niektóre z nich. Na rysunku 13.41
przedstawiony został przekrój poprzeczny wspomnianego wcześniej
mikrosilnika z Berkeley. Podstawę mikrosilnika stanowi tarcza z polisilikonu
o grubości 300 nm. Tarcza ta spełnia rolę elektrostatycznego ekranu
oddzielającego wirnik od podłoża. Dodatkowo wpływa ona korzystnie na
działanie mikrosilnika, gdyż eliminuje pionowe siły elektrostatyczne, które
mogłyby zwiększyć tarcie. W mikrosilniku tym zastosowano cienkie
warstwy o grubości 340 nm z azotku krzemu na pionowych zewnętrznych
powierzchniach zębów wirnika oraz pionowych wewnętrznych
powierzchniach stojana. Warstwy te zmniejszają mechaniczne zużycie
elementów oraz tarcie, w porównaniu z konstrukcją z samego polisikonu.
Również ważnym zadaniem, jakie spełniają jest zapewnienie izolacji
elektrycznej, co zwiększa wytrzymałość na przebicie szczeliny powietrznej.
Silnik ten posiada dwanaście elektrod stojana oraz cztery symetrycznie
rozmieszczone zęby wirnika. Ze względu na charakter linii pola
elektrostatycznego między elektrodami stojana a biegunami wirnika
mikrosilnik o takiej budowie określa się jako mikrosilnik z polem
promieniowym.
Inną budowę mają mikrosilniki przedstawione na rysunku 13.42. Są
to mikrosilniki krokowe o zmiennej pojemności ze strukturą „top drive”,
w której elektrody stojana są położone pod wirnikiem [38]. Pierwszy
przekrój ukazuje prosty mikrosilnik z polem osiowym (z tzw. „axial field”),
natomiast drugi reprezentuje grupę mikrosilników z podwójnym polem
osiowym (z tzw. „double axial field”). W silnikach tych płaski kształt
elektrod prowadzi do zwiększenia VC (iloczynu potencjału i pojemności),
czego rezultatem jest zwiększenie momentu obrotowego mikrosilnika.
Mikrosilniki z podwójnym polem osiowym osiadają jeszcze szereg
innych zalet, takich jak:
•
możliwe jest polepszenie układu sił występujących w silniki, dzięki
czemu zmniejsza się tarcie, zaś problem uginania się biegunów
wirnika nie odgrywa już znaczącej roli,
•
możliwe jest zwiększenie liczby kroków, gdyż elektrody stojana pod
wirnikiem mogą być przesunięte względem elektrod nad wirnikiem.
Mikrosilnik z napędem elektrostatycznym można opisać jako
urządzenie o zmiennej pojemności, zasilane przez pole elektrostatyczne
między wirnikiem a elementami stojana.
581
Rys. 13.42. Przekroje poprzeczne mikrosilników z polami osiowymi [38].
Całkiem odmienną konstrukcją w porównaniu do rozwiązania
klasycznego (współśrodkowy wirnik i stojan) jest silnik harmoniczny
nazywany inaczej silnikiem o toczącym się wirniku [32, 38]. Wirnik toczy
się we wewnątrz stojana posiadającego nieznacznie większą średnicę.
Ruch wirnika jest spowodowany poprzez siły elektrostatyczne, wywołane
odpowiednim zasilaniem segmentów.
Na rysunku 13.43 przedstawiony jest prosty model takiego silnika,
w którym wirnik jest w kształcie okrągłego pierścienia. Istnieje wiele
rozwiązań budowy silników „toczących się”, jak na przykład silniki
z wirnikami w kształcie stożkowym lub sferycznym albo silniki, w których
wirnik jest pierścieniem zewnętrznym w stosunku do wewnętrznego
stojana.
Rys. 13.43. Model silnika "toczącego się". [32, 38]
582
Mikromaszyny elektrostatyczne, mimo że moc przez nie dostarczana jest mała, posiadają istotne zalety związane z brakiem uzwojeń
oraz, że przy ich budowie nie wykorzystuje się materiałów
ferromagnetycznych charakteryzujących się niewygodną, nieliniową
krzywą magnesowania. Dla silników o zmiennej pojemności moment jest
obliczany w funkcji pochodnej energii We w zależności od położenia
kątowego wirnika Θ:
M (Θ ) =
∂W e
∂Θ
(13.7)
lub
1 2 ∂ C(Θ)
U
(13.8)
2
∂Θ
Jak widać w powyższym wzorze moment w mikrosilniku
elektrostatycznym nieodłącznie jest związany z pojemnością. Zatem
pojemność zależąca w głównej mierze od wymiarów konstrukcyjnych oraz
od położenia zębów stojana i wirnika względem siebie, decyduje
o momentach silnika, w związku z tym najważniejszym zadaniem
dotyczącym badania zdolności mikrosilnika do ruchu jest prawidłowe
zamodelowanie w nim wszystkich istniejących pojemności.
M (Θ) =
583
13.5. Literatura
[1]
Dąbrowski M., Konstrukcja maszyn elektrycznych, WNT, Warszawa
1994r.
[2] Dems M. Symulacja komputerowa przebiegów elektromechanicznych
w silnikach indukcyjnych klatkowych, Zeszyty Naukowe PŁ, no 754
Rozprawy Naukowe, z.229, 1996, ss.170.
[3] Dems M., Komęza K., Wiak S.: Adaptive model of induction motor
supplied by PWM converter - Proceedings ICEM’98, Vol III/3,
Istanbul, Turkey, 2-4 september, 1998r, pp. 1637-1641.
[4] Dems M., Komęza K., Wiak S.: Influence of magnetic circuit
saturation on induction motors leakage reactances, Proceedings IAC
on Electrical Machines and Power Electronics, Kusadasi, Turkey,
1995, ss. 55-58.
[5] Dems M., Komęza K.,Wiak S: Leakage reactances of induction motor
for higher harmonics, Proceedings XV Symposium EPNC’98, Liege.
Belgium, 22-24 september 1998, pp.92-95.
[6] Dems M., Komęza K.: Electromechanical transient processes of the
induction motor with power controller supply, Electromotion, vol.10,
no.1, January – March 2003, pp.19-25
[7] Dems M., Komęza K.: Modeling of the starting process by frequency
change of an induction motor, Studies in Applied Electromagnetics
and Mechanics, Vol.22,
Electromagnetics Fields in Electrical
Engineering, IOS Press, Amsterdam,Berlin, Oxford, Tokyo,
Washington, DC, 2002. pp 178-183.
[8] Dems M., Komęza K.: The Comparison of Different Models of
Induction Motors for Power Controller Supply, Studies in Applied
Electromagnetics and Mechanics, Vol.27, Electromagnetic Fields in
Mechatronics, Electrical and Electronic Engineering, IOS Press,
Amsterdam,Berlin, Oxford, Tokyo, Washington, DC, 2006. pp 300 305.
[9] Dems M., Rutkowski Z.: Program STAT_F, Obliczenia
elektromagnetyczne trójfazowych silników indukcyjnych, Biblioteka
Programów IMET PŁ, Łódź 2007.
[10] Dems M., Trajdos M.: Dobór wartości napięcia i częstotliwości
falownika PWM zasilającego trójfazowy silnik klatkowy w czasie
rozruchu, Materiały Konferencyjne III Sympozjum BOBRME,
Katowice, Jaszowiec, 1994.
[11] Dems M.: Program DYN_F, Obliczenia przebiegów dynamicznych
trójfazowych silników indukcyjnych, Biblioteka Programów IMET PŁ,
Łódź 2008.
[12] Glinka T, Jakubiec M: Rozwiązania silników tarczowych, Zeszyty
Problemowe – Maszyny Elektryczne Nr 77/2007
584
[13] Komęza K., Dems M., Jastrząbek P.: Experimental verification of
field-circuit finite elements models of induction motors feed from
inverter, Resent Developments of Electrical Drives, Springer 2006,
pp. 275-289.
[14] Krzemień Z.: Napięcia na kadłubach i prądy doziemne w silnikach
indukcyjnych zasilanych z falowników, Materiały Konferencyjne VI
Sympozjum PPEE’95, Gliwice-Ustroń, 27-30 marzec 19954,
ss.89-96.
[15] Lipińska - Byczkowska L., Dems M: Zjawiska wibroakustyczne
podczas rozruchu częstotliwościowego silnika indukcyjnego Międzynarodowe XI Sympozjum MIS’98, Malbork, 14-18 września
1998, Tom I, Vol. 1, ss. 60 -67
[16] Tomczuk B., Waindok A.: Wizualizacja wyników obliczeń polowych
przyjaznych środowisku siłowników elektromagnetycznych, Chemia,
Dydaktyka, Ekologia, Metrologia 2005, R. 10, NR 1-2, 57-65
[17] Wiak S. (33%), Komęza K.(33%), Dems M.(33%): Electromagnetic
field and parameters modelling of induction motors by means of FEM,
Proceedings 32 Spring. International Conference MOSIS’98, Vol. 3,
May 5-7, 1998, Ostrava, Czech Republic, pp.275 – 281
[18] Turowski J.: Podstawy mechatroniki, WSHE, Łódź, 2008.
[19] Turowski J.: Elektromaszynowe elementy automatyki. Skrypt. Wyd.II.
Politechnika Łódzka, 1989.
[20] Elżbieta Goźlińska: Maszyny elektryczne, 2010, WSiP
[21] Wiak S., Welfle H. Silniki tarczowe w napędach lekkich pojazdów
elektrycznych. Łódź : Wydawnictwo Politechniki Łódzkiej, 2001.
[22] Glinka T. Maszyny elektryczne wzbudzane magnesami trwałymi.
Gliwice : Wydawnictwo Politechniki Śląskiej, 2002.
[23] Mendrela E., Łukaniszyn M. Tarczowe silniki prądu stałego z
komutacją elektroniczną. Katowice : Wydawnictwo Gnome, 2002.
[24] Mendrela E. A., Drzewoski R. Performance of stator salient pole disc
brushless dc motor for EV. London, UK : Power Electronics and
Variable Speed Drives, 2000. Eighth International Conference on
(IEE Conf. Publ. No. 475), 2000.
[25] Klug, L.,. Axial Field Permanent magnet synchronous machines.
Rydzyna : X International Symposium Micromachines and
Servodrives, pp. 278-283., 23-27.09.1996.
[26] Zhang Z., Profumo F., Teconi A., Wheels axial flux machines for
electric vehicle aplications. Paris : ICEM’94, pp. 7-12, vol. 2., 5-8
September 1994.
[27] Zhang, Z., Profumo, F., Teconi, A. Axial-flux versus radial-flux
permanent-magnet motors. Paris : ICEM’94, pp. 1121-1124 vol. 2., 58 September 1994.
[28] Zhang, Z., Profumo, F., Tenconi, A. Analysis and experimental
validation of performance for an axial flux permanent magnet
585
[29]
[30]
[31]
[32]
[33]
[34]
[35]
[36]
[37]
[38]
[39]
[40]
586
brushless DC motor with powder iron metallurgy cores. brak miejsca :
IEEE Trans. Mag., vol. 33, No. 5, pp. 4194 – 4197., September 1997.
Zhang, Z., Profumo, F. i Tenconi, A. Axial flux wheel machines for
electric vehicles. Electrical Machines and Power Systems. : vol. 24,
No. 8, pp. 883 – 896, 1996.
http://www.sew.pl
Bart S.F., and Mehregany M.(1992) Electric micromotor dynamics,
IEEE Trans. on Electron Devices, vol. 39, No 3, 565-575.
Yu Chong Tai, and Muller S. (1990) Frictional study of IC - processed
micromotors, Sensors and Actuators, A21-A23, 180-183.
Van Dessel M., Johansson T.B., Belmans R., and Geysen W.(1992)
An optimisation scheme of electrostatic micromotors based on an
equivalent circuit-finite element approach, ICEM'92, UK, Manchester,
Conference Proceedings, 1157-1160.
Fan L.S., Tai Y.Ch., and Muller R. (1989) IC - processed electrostatic
micromotors, Sensors and Actuators. 20, 41 - 47.
Howe R.T., Muller R.S., Gabriel K. J., and Trimmer S.N.(1990)
Silicon micromechanics: sensors and actuators on a chip, IEEE
Spectrum, 29-34.
Jacobsen S.C., Price R.H., Wood J.E., Rytting T.H., and Rafaelof M.
(1989) A design overview of an eccentric-motion electrostatic
microactuator, Sensors and Actuators, 20, 1-16.
Mehregany M., Senturia S.D., Lang J.H., and Nagarkar P.(1992)
Micromotor fabrication, IEEE Trans. Electron Devices, vol. 39, No.9,
2060- 2069.
Trimmer W. and Jebens R. (1989) Harmonic electrostatic motors.
Sensors and Actuators, 20, 17 -24.
Wiak S., Smółka K.: Mikrosilniki krzemowe - technologie i konstrukcje
(cz.1). IX Sympozjum : ”Podstawowe Problemy Energoelektroniki i
Elektromechaniki”, PPEE’2000, Wisła, 11-14 grudnia 2000.
Wiak S., Smółka K.: Optymalizacja konstrukcji mikrosilników
krzemowych (cz.2). IX Sympozjum : ”Podstawowe Problemy
Energoelektroniki i Elektromechaniki”, PPEE’2000, Wisła, 11-14
grudnia 2000

Document 344548

Transkrypt

Podobne dokumenty

Uszczelki silnika - Mts