4d i 2003 oraz szeregowe

1
Horowitz, H.Hill, Sztuka elektroniki, WKŁ 2004
Tietze, Ch.Schenk, Układy półprzewodnikowe, WNT 2008
Kuta, Elementy i układy elektroniczne, AGH 2000
Nosal, J. Baranowski, Układy elektroniczne cz.I, WNT 2003
Baranowski, G. Czajkowski; Układy elektroniczne cz.II, WNT 2004
Guziński, Liniowe elektroniczne układy analogowe. WNT 1993
http://www.edw.com.pl
2

1. WYKŁAD 1 – Elementy bierne elektroniki
 1.1. Rezystor
 1.1.1. Rezystor – podział
 1.1.2. Rezystor – parametry
 1.1.3. Rezystor – model
 1.2. Kondensator
 1.2.1. Kondensator – parametry
 1.2.2. Kondensator – model
 1.3. Cewka (indukcyjność)
 1.3.1. Cewka – model
3

2. WYKŁAD 2 – Dioda półprzewodnikowa















2.1. Złącze p-n
2.2. Polaryzacja złącza p-n
2.3. Charakterystyka złącza p-n
2.4. Dioda
2.5. Dioda – model
2.6. Dioda – model dynamiczny
2.7. Dioda – model małosygnałowy
2.8. Rezystancja dynamiczna diody
2.9. Parametry katalogowe diody
2.10. Recover time (czas wyłączania)
2.11. Dioda prostownicza
2.12. Dioda stabilizacyjna
2.13. Dioda impulsowa (przełączana)
2.14. Dioda pojemnościowa
2.15. Dioda tunelowa
4

3. WYKŁAD 3 – Prostowniki małej mocy













3.1. Wartość skuteczna sygnału
3.2. Wartość średnia sygnału
3.3. Transformator – parametry
3.4. Transformator – przykład
3.5. Transformator – model
3.6. Transformator – model uproszczony
3.7. Układy prostownicze
3.8. Prostownik jednopołówkowy (1D)
3.9. Prostownik dwupołówkowy (2D)
3.10. Prostownik dwupołówkowy (4D) Greatz
3.11. Prostownik jednopołówkowy – obc. R
3.12. Prostownik dwupołówkowy – obc. R
3.13. Prostownik jendopołówkowy – filtr C
5






3.14. Prostownik jednopołówkowy – zależności
3.15. ID SURAGE
3.16. Prostownik dwupołówkowy – filtr C
3.17. Prostownik dwupołówkowy - zależności
3.18. Wpływ C filtrującej
3.19. Projektowanie graficzne prostownika –
diagramy Schade’go
 3.20. Symetryczny podwajacz napięcia (Delona)
 3.21. Niesymetryczny podwajacz napięcia
(Villarda)
6

4. WYKŁAD 4 – Stabilizatory














4.1. Stabilizator napięcia i prądu
4.2. Parametry stabilizatorów liniowych
4.3. Parametry stabilizatorów napięcia
4.4. Parametry stabilizatorów prądu
4.5. Stabilizatory parametryczne
4.6. Parametry diody Zenera
4.7. Zasilacz z diodą Zenera
4.8. Stabilizator wtónikowy
4.9. Stabilizatory kompensacyjne
4.10. Stabilizator szeregowy
4.11. Typowe układy zabezpieczeń
4.12. Stabilizatory o stałym napięciu
4.13. Stabilizatory o nastawnym napięciu
4.14. Stabilizatory o nastawnym napięciu i prądzie
7

5. WYKŁAD 5 – Tranzystor

















5.1. Tranzystor bipolarny
5.2. Tranzystor bipolarny – polaryzacja
5.3. Tranzystor bipolarny – charakterystyki
5.4. Stałoprądowy model Ebersa-Molla
5.5. Punkt pracy tranzystora
5.6. Małosygnałowy model „hybryd ”
5.7. Częstotliwości graniczne
5.8. Parametry graniczne
5.9. Typowe dane katalogowe
5.10 . Tranzystor polowy
5.11. JFET z kanałem „n”
5.12. JFET z kanałem „p”
5.13. JFET - model małosygnałowy
5.14. MOSFET z kanałem „n”
5.15. MOSFET z kanałem „p”
5.16. MOSFET – model małosygnałowy
5.17. Typowe dane katalogowe
8

6. WYKŁAD 6 – Układy zasilania tranzystorów











6.1. Punkt pracy tranzystora bipolarnego
6.2. Punkt pracy tranzystora unipolarnego
6.3. Dopuszczalny obszar pracy – tranzystor bipolarny
6.4. Dopuszczalny obszar pracy – tranzystor unipolarny
6.5. Dobór punktu pracy
6.6. Proste pracy
6.7. Stabilność punktu pracy
6.8. Układ ze stałym prądem bazy
6.9. Układ ze stałym prądem emitera
6.10. Układ ze sprzężeniem kolektorowym
6.11. Układ potencjometryczny ze sprzężeniem
emiterowym
 6.12. Układy zasilania
9

7. WYKŁAD 7 – Podstawowe konfiguracje wzmacniaczy
tranzystorowych














7.1. Klasyfikacja wzmacniaczy
7.2. Podstawowe konfiguracje
7.3. Charakterystyka amplitudowa wzmacniacza RC
7.4. Parametry robocze – WE
7.5. Parametry robocze – WK
7.6. Parametry robocze – WB
7.7. Parametry robocze – porównanie
7.8. Górna częstotliwość graniczna – WE
7.9. Górna częstotliwość graniczna – WK
7.10. Górna częstotliwość graniczna – WB
7.11. Dolna częstotliwość graniczna – WE
7.12. Dolna częstotliwość graniczna – WK
7.13. Dolna częstotliwość graniczna – WB
7.14. Dolna częstotliwość graniczna
10

8. WYKŁAD 8 – Wzmacniacze prądu stałego














8.1. Układ Darlingtona
8.2. Układ kaskody
8.3. Układ WK – WB
8.4. Wzmacniacze prądu stałego
8.5. Wzmacniacz różnicowy
8.6. WR – symetryczny
8.7. WR – niesymetryczny
8.8. WR – prądowa ch-ka przejściowa
8.9. WR – napięciowa ch-ka przejściowa
8.10. WR – poszerzenie zakresu liniowej pracy
8.11. Źródło prądowe z potencjometrycznym zasilaniem bazy
8.12. Lustro prądowe
8.13. WR – zwiększenie KUR
8.14. WR – zwiększenie KUR i zmniejszenie KUS
11

9. WYKŁAD 9 – Wzmacniacz operacyjny









9.1. Wprowadzenie
9.2. Sterowanie różnicowe WO
9.3. Napięciowa ch-ka przejściowa
9.4. Sterowanie sumacyjne WO
9.5. Współczynnik CMRR
9.6. Wejściowy prąd polaryzacji
9.7. Rezystancja wejściowa
9.8. Rezystancja wyjściowa
9.9. Szybkość narastania UWY – współczynnik slew
rate
 9.10. Idealny WO
 9.11. WO - przykłady
12

10. WYKŁAD 10 – WO – zastosowania liniowe















10.1. Wzmacniacz odwracający
10.2. Wzmacniacz nieodwracający
10.3. Wtórnik napięciowy
10.4. Sumator odwracający
10.5. Wzmacniacz różnicowy
10.6. Integrator – analiza w funkcji czasu
10.7. Integrator – analiza w funkcji częstotliwości
10.8. Integrator stratny
10.9. Układ różniczkujący – analiza w funkcji czasu
10.10. Układ różniczkujący – analiza w funkcji częstotliwości
10.11. Układ różniczkujący – regulatory
10.12. Układ różniczkujący – zmodyfikowany
10.13. Przesuwnik fazy
10.14. Przetwornik prąd – napięcie
10.15. Przetwornik napięcie – prąd
13

11. WYKŁAD 11 – WO – zastosowania
nieliniowe




11.1. Układ logarytmujący
11.2. Układ wykładniczy
11.3. Ogranicznik napięcia
11.4. Precyzyjny prostownik dwupołówkowy
14

12. WYKŁAD 12 – Filtry aktywne czasu ciągłego
i dyskretnego












12.1. Podział filtrów
12.2. Transmitancja filtrów
12.3. Filtry bikwadratowe
12.4. Filtr LP
12.5. Filtr HP
12.6. Filtr BP
12.7. Filtr BR
12.8. Filtry C przełączane
12.9. Filtry C przełączane – symulacja rezystancji
12.10. Filtry C przełączane – integrator odwracający
12.11. Filtry C przełączane – integrator nieodwracający
12.12. Filtry C przełączane – II rzędu
15

13. WYKŁAD 13 – Klucze analogowe










13.1. Wprowadzenie
13.2. Klucz idealny
13.3. Klucz rzeczywisty
13.4. Parametry kluczy
13.5. Tranzystor bipolarny jako klucz
13.6. Tranzystor MOSFET jako klucz
13.7. Tranzystor MOSFET jako klucz CMOS
13.8. Bramki logiczne
13.9. Bramki logiczne – parametry
13.10. Bramki logiczne – CMOS – TTL
16

14. WYKŁAD 14 – Przerzutniki









14.1. Rodzaje przerzutników
14.2. Przerzutnik bistabilny – symetryczny
14.3. Przerzutnik bistabilny – Schmitta
14.4. Przerzutnik monostabilny
14.5. Przerzutnik astabilny
14.6. Układ „555”
14.7. Układ „555” – budowa
14.8. Układ „555” – przerzutnik monostabilny
14.9. Układ „555” – przerzutnik astabilny
17

15. WYKŁAD 15 – Generatory











15.1. Wprowadzenie
15.2. Podział generatorów
15.3. Parametry generowanego sygnału
15.4. Zasada działania
15.5. Obwody rezonansowe
15.6. Generatory LC
15.7. Generatory LC – rodzaje
15.8. Generatory LC – Hartley
15.9. Generatory LC – Colpitts
15.10. Generatory LC – Meissner
15.11. Generatory LC – Clappa
18






15.12. Rezonator kwarcowy
15.13. Rezonator kwarcowy – model
15.14. Rezonator kwarcowy – rezonanse
15.15. Rezonator kwarcowy – strojenie
15.16. Generator Colpittsa – Pierce’a
15.17. Generator drgań o częstotliwości
ponadpodstawowej
 15.18. Generatory RC
 15.19. Generatory RC – mostek Wiena
 15.20. generatory funkcyjne
19
Wykład 1
Najprostszy element bierny obwodu elektrycznego (element liniowy).
U
I
U
RI
Rezystory stałe – elementy o wartości rezystancji ustalonej w procesie
wytwarzania i nie podlegającej zmianie w czasie pracy.
Rezystory zmienne – elementy charakteryzujące się zmiennością rezystancji:
– nastawne – o konstrukcji umożliwiającej płynną, dokonywaną w sposób
mechaniczny, zmianę wartości rezystancji w obwodzie (potencjometry),
– półprzewodnikowe – (wytwarzane z półprzewodników) o rezystancji
zmieniającej się w znacznym przedziale wartości pod wpływem rozmaitych
czynników zewnętrznych, są to np. termistory, magnetorezystory,
fotorezystory.
21
22

rezystancja (0.1Ω – 10MΩ szeregi E12(10%) i E24(5%) )

moc (1/8 – 5W)

maksymalne napięcie (100V – 1000V)

stabilność termiczna (10ppm/deg – 500ppm/deg) termistory

stabilność czasowa (np. 1%/1000h)

indukcyjność pasożytnicza (indukcyjność doprowadzeń 6-8nH)

pojemność (0.1pF – 5pF)

nieliniowość (R=R(U) rzędu 0.01%/V)
23
C~0,5pF
R
C~0.5pF
L~5-10nH
C~0.5pF
24
Zbudowany z dwóch okładek (przewodników) rozdzielonych dielektrykiem
du
u(t)
i (t ) C
dt
i(t)
t
u (t )
1
i (t ) dt u (o)
C
0
Podłączenie napięcia do okładek kondensatora powoduje zgromadzenie się
na nich ładunku elektrycznego. Po zaniku napięcia, ładunki utrzymują się
na okładkach siłami przyciągania elektrostatycznego.
Kondensator charakteryzuje pojemność określająca zdolność kondensatora
do gromadzenia ładunku:
Q
C
U
25
26

pojemność (0.1pF – 5F; szeregi E6 – E12)

napięcie przebicia (5V – 10kV)

polaryzacja (dla kondensatorów elektrolitycznych !!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!)

rezystancja upływu (0 - 10μA)

stratność (rodzaj dielektryka i upływność)

rezystancja szeregowa

stabilność termiczna (rodzaj dielektryka np. NP0….)

prąd maksymalny (szczególnie impulsowy)

indukcyjność doprowadzeń
27
R
U
L
C
R
C
~
0
.
5
p
F
S
C
~
0
.
5
p
F
28
Element zdolny do gromadzenia energii w wytwarzanym polu magnetycznym
t
u(t)
i (t )
1
u (t )dt i (0)
L
0
i(t)
u (t )
L
di
dt

indukcyjność (szereg E12 tylko dla dławików małej dobroci)

AL [nH/zw2] - stała rdzenia (L = AL• z2 )

rezystancja szeregowa - dobroć

naskórkowość

nieliniowość i histereza rdzenia, straty w rdzeniu

maksymalny prąd (nasycenie materiału rdzenia – Bmax=0,2 - 1.6T)

maksymalne napięcie pracy (przebicie międzyuzwojeniowe)
29
30
31
C~0.5pF
C~0.5pF
S
R
L
C
Wykład 2
W obszarze „P”, wskutek obecności domieszek akceptorowych, koncentracja dziur
jest większa od koncentracji elektronów (dziury nośnikami większościowymi). W
„N” odwrotnie (większościowe elektrony). Poza warstwą graniczną istnieje stan
równowagi między ładunkami domieszek a elektronami i dziurami.
Na styku obszarów P i N wskutek dużej różnicy koncentracji ruchomych nośników
ładunku następuje dyfuzja nośników większościowych: dziur z P do N, elektronów
z N do P. Po przejściu ładunków następuje rekombinacja. Powstaje warstwa
zaporowa.
33
Polaryzacja w kierunku przewodzenia (a) U jest przeciwne do UD zatem bariera
potencjałów maleje o wartość U, zmniejsza się również szerokość warstwy
zaporowej (zaczyna się przechodzenie elektronów z N do P i dziur z P do N).
Polaryzacja w kierunku zaporowym (b) wskutek zgodności U z UD bariera
potencjałów zwiększa się o U a warstwa zaporowa rozszerza się. Przez złącze
płynie niewielki prąd nośników mniejszościowych (wsteczny).
34
ID
I g exp
UD
2 T
1
I S exp
UD
1
T
Ig – prąd generacyjnorekombinacyjny (składowa IR)
IS – prąd nasycenia (składowa IR)
φT – potencjał termiczny
elektronów =kT/e=26mV dla
T=300K
35
D
UD
ID
ID
IS
UD
exp
n T
1
IS – efektywny prąd nasycenia (10-18
10-9A)
n – współczynnik niedoskonałości (1 ÷ 2)
36
RU
D
RS
RU rezystancja upływu (rzędu M ) – istotna w kierunku zaporowym
RS rezystancja szeregowa (ułamki
) – istotna w kierunku przewodzenia
37
C0
R
Przy szybkich zmianach sygnału wymuszającego
istotne są pojemności złącza
U
D
RS
C0 – pojemność obudowy,
Cd – pojemność dyfuzyjna, (stan przewodzenia),
Cj
Cj – pojemność złączowa (stan zaporowy)
Cd
Dla ωτt <<1
Cd
ID t
n T
τt – czas „przejścia” (życia nośników
mniejszościowych)
n - wsp. niedoskonałości
38
Model małosygnałowy można
uzyskać linearyzując model
dynamiczny – należy uwzględnić
rezystancję dynamiczną
punkt pracy Q
I
Q
I (t )
IQ
I Q i sin( t )
U
UQ
rd
U (t ) U Q u sin( t )
dU
dI
u
i
39
dU
dI
rd
rd
dU D
dI D
n
I D IQ
ID
u
i
T
Is
n T
ID
np. dla ID = 1 mA, n = 1
rd
25mV
1mA
25
40
• IF - prąd przewodzenia
•
•
•
•
F – forward - przewodzenia
AV(M)- average -średni (maksymalny)
RMS – real mean square – skuteczny
SM – surge maximum - impulsowy maksymalny (niepowtarzalny)
• UF - napięcie przewodzenia
• IR – prąd wsteczny
•
R(M) – reverse (maximum) - wsteczny (maksymalny)
• UR – napięcie wsteczne
•
•
RRM – repetitive reverse maximum
SM – surge maximum - impulsowy maksymalny (niepowtarzalny)
41
Symbol
URRM
[V]
IR
[uA]
UF
[V]
IF
[A]
UFM IFSM
[V]
[A]
trr
[ns]
C[pF]
URRM
zastosowanie
1N4002
100
50
0.9
1
2.3
25
3500
15
Dioda prostownicza
1A
1N4007
1000
50
0.9
1
2.3
25
5000
15
Dioda prostownicza
1A – 1000V
BA159
1000
5
1.3
1
1.8
20
500
12/4V
Szybka prostownicza
1N4148
75
25n
1
0.1
4A/1us
4
0.8
Szybka
przełączana
1N5819
40
1m
0.4
1
1.2
25
?
40
Prostownicza
Shottky
BAT 43
30
100
0.3
0.002
1
0.2
5
5
Shottky
SDT06S60
Silicon-carbide
600
200
1.7
6
21.5
00
15
Szybka,
wysokonapięciowa,
mocy; Shottky
DSEP12-12A
1200
100
2.7
15
90
40
?
Szybka,
wysokonapięciowa,
mocy
42
ID
E
UD
D
R
U~ID
43
Przeznaczone do pracy w układach zasilających.
- ogólnego przeznaczenia (np. 50Hz)
- szybkie o krótkim trr do pracy w zasilaczach impulsowych
Parametry:
I0 – max średni prąd przewodzenia (prąd znamionowy w kierunku
przewodzenia)
URRM – szczytowe napięcie wsteczne diody
44
Stabilistor lub dioda Zenera – umożliwia stabilizację napięcia prądu
stałego.
45
•
•
•
•
Napięcie Zenera (3V3 ÷ 30V; 200V ÷ 240V)
Prąd minimalny (3 ÷ 5 mA)
Moc (1 – 10W)
Rezystancja dynamiczna (10 ÷ 300Ω)
– Minimalna dla Uz=7V5
• Współczynnik temperaturowy (-5÷+15%/K)
– Zerowy dla UZ≈5V1
46
Dioda charakteryzująca
polaryzacji.
Najważniejszy
parametr
charakterystyki wstecznej.
się
bardzo
trr.
szybką
Nazywany
zmianą
warunków
czasem
ustalania
Im większy IF tym większy ładunek zgromadzony w złączu PN i dłuższy
czas trr. Skrócenie czasu przez zwiększenie prądu rozładowania
IR – szybciej usuwany ładunek ze złącza.
Istotna także pojemność C przy napięciu wstecznym
Im mniejsza C tym wiesza szybkość przełączania.
URRM.
47
Zastosowania, w których wykorzystuje się zjawisko zmian pojemności
warstwy zaporowej złącza PN pod wpływem napięcia polaryzacji.
Cj
C j (U D
1
UD
0)
m
Vj
Warikap (VARIable CAPacitance) –
dioda o zmiennej pojemności do
przestrajania
obwodów
rezonansowych (BB113,109,105)
Waraktor (VARiable reACTOR) –
dioda o zmiennej reaktancji – element
nieliniowy stosowany w mikrofalach
Dioda o cienkiej (ok.10nm) warstwie zaporowej uzyskiwanej wskutek
silnego domieszkowania złącza PN – możliwe są tunelowe przejścia
nośników między pasmami walencyjnym i przewodnictwa.
Podstawowe zastosowanie –
generatory i wzmacniacze
mikrofalowe (300MHz – kilkaset GHz)
49
Wykład 3
Wartość skuteczna sygnału (RMS – Root Mean Square)
T
urms
1 2
u t dt
T
o
2
u t
uamplit
2
51
T
1
u t dt
T
uav t
0
ut
1
T
av
T
u t dt
0
dla sin
urms
2 2
ut
ut
av
av
Um
T
1,11u t
T
sin t dt
2
Um
0
av
52
•
•
•
•
•
•
•
•
Moc (jednofazowe do 3kW)
Znamionowe napięcie wejściowe (np. 230V 10%)
Częstotliwość pracy (np. 50Hz)
Napięcie i prąd wtórny (lub przekładnia)
Prąd biegu jałowego
Napięcie izolacji
Ciężar, wymiary
Temperatura pracy
53
54
Rezystancja uz.
pierwotnego
Transformator
rzeczywisty
Transformator
idealny
Ind. rozproszenia
Ind. rozproszenia
uz. pierwotnego
uz. wtórnego
n:1
n:1
Pojemność uz.
wtórnego
Pojemność uz.
pierwotnego
Rezystancja
strat rdzenia
Ind. Główna
transformatora
Rezystancja uz.
wtórnego
Pojemność
międzyuzwojeniowa
55
Ind. rozproszenia
Transformator
idealny
n:1
uz. wtórnego
i pierwotnego
Ind. główna
transformatora
Rezystancja
uz. wtórnego
i pierwotnego
n
2
Ruz.wtórnego
n:1
Rszeregowe
Ruz. pierwotnego
U sk
230V
10%
10%
U sk .sieci
U (t )
n
2 sin( t )
:
1
n
:
1
n:1
n:1
n
58
n:1
n:1
59
n:1
n:1
n:1
n:1
60
n:1
n:1
61
D
Tr
~ 230 V
50 Hz
U2
I0
Średnie napięcie obciążenia:
+
U0
R0
U 0 AV
2
U 2 RMS
–
Skuteczne napięcie obciążenia:
U 0 RMS
U 2 RMS
2
I0 , U0
Średni prąd obciążenia:
I 0 AV
U 0 AV
R0
62
D1
Tr
I0
U2
~ 230 V
50 Hz
+
U0
Średnie napięcie obciążenia:
R0
U2 D2
U 0 AV
–
2 2
U 2 RMS
Tr
D1
~ 230 V
50 Hz
D2
U2
D3
D4
I0
Skuteczne napięcie obciążenia:
+
U0
–
I0 , U0
R0
U 0 RMS
U 2 RMS
Średni prąd obciążenia:
I 0 AV
U 0 AV
R0
63
RS
~ E2
D
U2
I0 +
+
C1
C2
U0
R0
–
- C zostaje naładowany do
U20MAX – UD
URRM = 2 U20MAX
- po załączeniu R0 – C rozładowuje
się
- gdy U2 > U0 + UD – C znowu
zostanie doładowany do U0
zależnego od RS
64
Średnie napięcie wyjściowe biegu jałowego (prostownik bez obciążenia):
U 00 AV
U 20 MAX U D
Średnie napięcie wyjściowe przy obciążeniu R0 :
U 0 AV
U 00 AV 1
RS
R0
Międzyszczytowe napięcie tętnień:
I 0 AV
1
Cf
U 0 RIP ( PP)
4
RS
R0
Minimalne napięcie wyjściowe:
U 0MIN
U 0 AV
2
U 0 RIP( PP)
3
65
Max napięcie wsteczne diody:
U RRM
2U 20 MAX
Średni prąd przewodzenia diody prostowniczej:
I DAV
I 0 AV
Powtarzalna wartość szczytowa prądu diod:
I DMAX
U 00 AV
RS R0
Max prąd diody przy załączaniu (inrush or input surge current):
I DSURAGE
U 00 AV
RS
I DSURAGE
U 00 AV
RS
67
D1
RS
~ E2
~ E2
RS
U2
I0
+
C1
+
C2 U 0
U 2 D2
–
Prostowanie jednopołówkowe dwu
napięć o przeciwnych fazach
Prąd ID płynie zawsze przez jedną D
(strata napięcia tylko na 1D)
Podwójna RS – większy spadek
napięcia na Tr
Układ korzystny przy małych U0 ,
przy większych, mostek.
R0
Średnie napięcie wyjściowe biegu jałowego (prostownik bez obciążenia):
2D
U 00 AV
U 20 MAX U D
4D
U 00 AV
U 20 MAX
2U D
Średnie napięcie wyjściowe przy obciążeniu R0 :
U 0 AV
U 00 AV 1
RS
2 R0
Międzyszczytowe napięcie tętnień:
I 0 AV
1
2Cf
U 0 RIP ( PP)
4
RS
2 R0
Minimalne napięcie wyjściowe:
U 0MIN
U 0 AV
2
U 0 RIP( PP)
3
69
Max napięcie wsteczne diody:
2D
U RRM
2U 20 MAX
4D
U RRM
U 20 MAX
Średni prąd przewodzenia diody prostowniczej:
I DAV
1
I 0 AV
2
Powtarzalna wartość szczytowa prądu diod:
I DMAX
U 00 AV
2 RS R0
Max prąd diody przy załączaniu (inrush or input surge current):
I DSURAGE
U 00 AV
RS
Gdy C rośnie
•Maleją tętnienia ~1/fCR0 !!!!
•Maleje czas przewodzenia D
• Rośnie prąd szczytowy diody
• Rośnie prąd skuteczny diody
i transformatora (grzanie!)
71
I 0 AV
1A
1A
T
I 0 RMS
1 2
i (t )dt 1A
T
0
2A
I 0 AV
1A
1A
T
I 0 RMS
1 2
i (t )dt
T
2A
0
4A
I 0 AV
1A
T
T
1A
I 0 RMS
1 2
i (t )dt
T
0
4A
Współczynnik szczytu prądu diody (CF – crest factor):
CF
I DMAX
I DRMS
Współczynnik kształtu prądu diody (FF – form factor):
FF
I DRMS
I D AV
73
RS
Esk
C
R0
C
74
RS
Esk
C
Emax
C
R0
Emax
2Emax
75
Wykład 4
76
Napięcie
Io
niestabilizowane
E(t)
STABILIZATOR
Uo
Napięcie / prąd
stabilizowany
77
NAPIĘCIA
PRĄDU
78
Niestabilność od obciążenia
Niestabilność długoterminowa
(dynamiczna rezystancja wyjściowa)
Uo
Uo
E
E
Uo
Io
Io
Niestabilność od nap. zasilania
Uo
T
T
Uo
t
t
Niestabilność od temperatury
79
Niestabilność od obciążenia
Niestabilność długoterminowa
(dynamiczna kondunktancja wyjściowa)
Io
Io
E
E
Io
Uo
Uo
Niestabilność od nap. zasilania
Io
T
T
Io
t
t
Niestabilność od temperatury
80
81
Uo
E
E
Uo
Uo
rz
rz
RS
Wymagane duże RS,
a więc duże E-Uo
Uo
Io
Io
Uo
T
T
E rz I o (TWU Z )U Z T
Uo
t
t
UZ
t
t
Stabilność czasowa
UZ,=10-3 10-5 [1/1000h]
82
RS
E(t)
I0
IZ
- Wymagana duża różnica E-Uo (wtedy RS jest dostatecznie duże i stabilizacja
skuteczna)
- Duże straty mocy Pstrat= (E-Uo)(IZ+Io) +UZIZ
- Mała wydajność prądowa (IZmax - związane z mocą diody)
- Słaba stabilność temperaturowa
83
IC
UI
ID+IB
RS
I0=IE
IB
ID
U0
R0
DZ
Przez tranzystor (wtórnik napięciowy) płynie cały prąd obciążenia (przez RS
płynie niewielki prąd porównywalny z IB) .
U0 = UZ – UBE
Ponieważ UBE zależy od I0 stabilizacja napięcia jest nieco grosza.
RS może przyjmować duże wartości
84
Zawierają element regulacyjny, którego działanie zależy od sygnału
doprowadzonego z układu sterującego. Jakakolwiek zmiana wielkości wyjściowej
jest kompensowana przez układ sterujący – w wyniku wyjście utrzymywane na
stałym poziomie.
Podział:
- stabilizatory o pracy ciągłej – najlepsza stabilizacja wielkości wyjściowej;
- stabilizatory o pracy impulsowej – największa sprawność.
85
element regulacyjny
U O U REF
R3
R1
1
R2
R1
+EZ
+
UI
-
U0
UO
-EZ
1 k
R2
DZ
1
UI
R2
0
R1 R2
dla k
źródło odniesienia
układ sterujący
(wzmacniacz błędu)
element
pomiarowy
86
R3
R1
+EZ
+
UI
DZ
U0
-EZ
R2
Układ porównuje stabilizowane napięcie (U0) – zwykle jako jego części (UR2)
z wzorcowym napięciem odniesienia (np. UZ) i wysterowaniu elementu
regulacyjnego w taki sposób by zmiana napięcia na nim (wskutek zmiany
rezystancji) przeciwdziała zmianom U0.
87
Zab.termiczne
Zab.przed wstecznym
napięciem na wyjściu
Zab.przed
ujemnym
napięciem
Zab. przepięciowe
i przeciwnej polaryzacji
na wyjściu
88
78xxx
ΔU
+E
1
Vin
Vout
GND
2
3
Uo
UO[V]=(XX)
3,3
5
5,2
6
8
8,5
9
12
15
18
24
89
79xxx
ΔU
-E
2
Vin
Vout
GND
1
3
-Uo
UO[V]=(XX)
-5
-6
-9
-12
-15
-18
-24
90
UO
51
R2
R1
[V ] I SP R2
+E
1
Vin
Vout
3
7805
GND
R1
5V
2
Isp
R2
91
LM317
UO
+E
1
Vin
Vout
GND
3
R1
2
50 100μA
1,245V
UO
1.25 1
R2
R1
[V ]
R2
92
LM337
-UO
-E
1
Vin
Vout
GND
3
R1
2
50 100μA
1,245V
UO
1.25 1
R2
R1
[V ]
R2
93
RImax
+E
1
Vin
Vout
Imax
GND
3
Ref
Uo
5
I O max
0,4 0,5
[ A]
RIm ax
2
R1
2,7V
4
R2
UO
2,7 1
R2
R1
[V ]
94
Wykład 5
95
96
Złącze E-B w kier przewodz. (z E do B
wstrzykiwane elektrony)
Elektrony po przejściu przez B dostają
się do warstwy zaporowej B-C, z której
wyciągane są przez istniejący potencjał
+ w kierunku C.
Strumień elektronów wstrzykiwanych do
bazy stanowi prąd emitera IE w
obwodzie wejściowym, a strumień
elektronów odbieranych przez C – IC.
w obwodzie wyjściowym.
Współczynnik wzmocnienia prądowego
tranzystora:
I
C
IB
97
Współczynnik równy 1, gdyż oba
strumienie elektronów są równe sobie.
Jeśli w obwodzie wej. umieścimy źródło
sterowane, w obwodzie wyjściowym R0,
to ze względu na dużo większą
rezystancję
spolaryzowanego
zaporowo B-C niż E-B (w kier.
przewodzenia), zmiany IE spowodują
znaczne większe zmiany napięcia na
złączu B-C niż E-B, zatem moc na na
R0 znacznie większa od mocy
dostarczanej do obw.wej. – efekt
WZMOCNIENIE!
98
n–p–n
C
C
B
B
n
p
n
IB
UBE
-
B
B
C
p
n
p
IC
C
IB
UCE
UBE
+
C
B
E
E
E
B
E
+
B
C
C
C
E
E
+
p–n–p
E
IC
-
B
+
UCE
E
99
Tranzystor traktujemy jako czwórnik o czterech parametrach:
IWE
Wyznaczamy
charakterystyki:
U WE
f IWE
U WE
f U WY
IWY
f IWE
IWY
f U WY
U WY const
IWY const
U WY const
IWE const
UWE
IWY
UWY
- wejściowe
- zwrotne napięciowe
- przejściowe prądowe
- wyjściowe
100
WE
C
IC
IB
+
UBE
-
UWE
U WE
f IWE
U WE
f U WY
IWY
f IWE
IWY
f U WY
+
B
U WY const
IWY const
U WY const
IWE const
-
UCE
E
f IWE
UWY const
- wejściowe
- zwrotne napięciowe
- przejściowe prądowe
- wyjściowe
C
prąd diody emiterowej (aktywny zakres pracy
normalnej
tranzystora UBE>0,3V i UBC<<0)
IC
UBC
B
I
N N
IB
II
IN
I
I I
UBE
E
IN
I ES exp
U BE
1
T
prąd diody kolektorowej (aktywny zakres pracy
inwersyjnej
tranzystora UBE<<0 i UBC>0,3V)
U
I I I CS exp BC
1
IE
T
IES – rewersyjny prąd nasycenia złącza emiterowego przy zwartym złączu kolektorowym UBC=0
ICS – rewersyjny prąd nasycenia złącza kolektorowego przy zwartym złączu emiterowym UBE=0
N – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora dla WB przy aktywnej pracy normalnej
N – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora dla WE przy aktywnej pracy normalnej
I – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora dla WB przy aktywnej pracy inwersyjnej
N
IC
IE
N
N
1
N
IC
IB
N
1
N
102
Dla stanu aktywnej pracy możemy zapisać:
U
I N I ES exp BE
T
stąd otrzymujemy:
IE
IC
IB
IN
N IN
IE
IC
1
N
IN
zatem uproszczony model E – M dla stanu aktywnej pracy normalnej tranzystora :
B
UBE
E
IB
IC
IB
C
UCE
E
103
Linearyzacja diody w punkcie pracy Q
IBQ
B
ICQ
gbe
UBE
UBEQ
I BQ
E
g be
C
UCE
E
dI E
dU BE
U BEQ
0
U BE
U BEQ
104
IC
IB
IBQ
Q
UBEQ
ICQ
UBE
Q
UCEQ
UCE
105
gb'c
B
ib
rbb'
cb'c
B'
ic
C
transkonuktancja (nie zależy od
indywidualnych właściwości
tranzystora
I
gm
ub'e
gb'e
cb'e
gmub'e
gce
T
dic
dub 'e
CQ
uce const
T
– potencjał termiczny elektronu
26mV
konuktancja wyjściowa
E
E
rbb’ – rezystancja rozproszenia bazy
(rezystancja między zaciskiem zewnętrznym
B a bazą „wewnętrzną” ~ 100 )
g ce
g b 'e
I CQ
ub 'e const
U EY U CEQ
konuktancja wejściowa
g b 'e
Cb 'e Cb 'c
duce
dic
gm
dub 'e
dib
gm
I CQ
uce const
T
transkonduktancja zwrotna
T
g b 'c
dib
duce
g ce
ub 'e const
I CQ
U EY U CEQ
0
106
IC
nachylenie gce
UEY
UCE
npn ~ (80-200) V
pnp ~ (40-150) V
107
Częstotliwości graniczne tranzystora - (wyznaczane ze współczynnika
obwodu kolektora)
ib
rbb'
cb'c
B'
B
przy zwarciu
ic
C
ub'e
gb'e
cb'e
gmub'e
E
E
j
ic
ib
uce 0
g mub 'e j
ib j
1 j
gm
g b 'e
cb 'e cb 'c
g b 'e
108
gdy
[dB]
0
0
j
gdy
to
gm
g b 'e
0
3dB
j
g b 'e
cb 'e cb 'c
przy
0
1 j
częstotliwość graniczna
0
gdy
j
j
cb'e cb'c
gm
cb 'e cb 'c
gb'e
f
2
max częstotliwość przenoszenia
fT
gm
2 cb 'e cb 'c
T
f
0
f
109
UCBOmax – max dopuszczalne nap. C-B
UCEOmax – max dopuszczalne nap. C-E dla IB =0 (ok. ½
UCBOmax)
UCER - UCEOmax przy włączonym R pomiędzy B-E
UCES - UCEOmax przy włączonym R=0 pomiędzy B-E
110
BC237B (tr npn małej mocy)
BD249A (tr npn dużej mocy)
Parametry graniczne
Napięcie C-E
UCE0 max
Prąd C
IC max
Napięcie E-B
UEB0 max
Prąd B
IB max
Moc strat
Ptot
45 V
60 V
100 mA
25 A
6V
5V
50 mA
5A
300 mW
125 W
Parametry
Prąd zerowy C
ICB0
0,2 nA
0,5mA
Pojemność złącza C-B
Cc
3 pF
500 pF
Pojemność złącza E-B
Ce
8 pF
Parametry zależne od ICQ
Napięcie B-E
UBE
0,6 V (ICQ = 1mA)
0,8 V (ICQ = 1A)
Napięcie nasycenia
UCEsat
60 mV (ICQ = 1mA)
200 mV (ICQ = 1A)
240 ... 500 (ICQ = 1mA)
40 ... 180 (ICQ = 1mA)
100 MHz
3 MHz
Wsp.wzmoc.prądowego
Pole wzmocnienia
fT
111
FET – Field Effect Transistor
JFET – Junction (złącze)
MOSFET – Metal Oxide Semiconductor (metal-tlenek-półprzewodnik) (metalowa
bramka izolowana jest (dwu)tlenkiem krzemu od półprzewodnikowego kanału
wiodącego prąd).
MOSFET z kanałem zubażanym (DMOS) – depletion mode
MOSFET z kanałem wzbogacanym (EMOS) – enhacement mode
W praktyce stosowane są :
1. JFET N,
2. MOSFET wzbogacany N,
3. MOSFET wzbogacany P.
Tranzystory polowe sterowane napięciem UGS (bipolarne IB) w normalnych
warunkach w obw. B nie płynie prąd. Oznacza to, że rezystancja wejściowa
tranzystora jest bardzo duża
112
JFET – popularne BF245, BF246, BF247
Tranzystory JFET są normalnie włączone UGS = 0 tranzystor przewodzi (podobnie
MOSFET zubażane)
113
ID
ID
[mA]
D
UGS = 0
G
UGS
UDS -UGS = - Up
UDS
IDSS
zakres nasycenia
(pentodowy)
S
ID
UDS > 0, ID > 0, UGS < 0 i Up < 0
I DSS
2
U GS
1
Up
UGS = -Up
UGS
[V]
UDS
[V]
-Up
zakres nienasycenia (triodowy) –
tranzystor zachowuje się jak
rezystor (ID funkcją UDS) – wart.
rezyst. zależy od UGS
ID
I DSS
2
2 U GS U p U DS U DS
2
Up
Up – napięcie progowe przy ID = 0 (stan odcięcia kanału –
pinch-off)
IDSS – max ID w zakresie nasycenia (przy UGS = 0)
114
ID
D
G
UGS
ID
[mA]
UDS
S
Up
UDS
[V]
UGS
[V]
UGS = Up
UDS < 0, ID < 0, UGS > 0 i Up > 0
-IDSS
UGS = 0
UDS -UGS = Up
115
Cgd
G
Cgss
Transkonduktancja
D
gm
gds
Cgs
Ugs
rdd
D'
gmUgs
S'
rss
S
S
gdy ID = IDSS
Cgs
Cgd
Cgs
gm
–
–
–
gm
2 I DSS
Up
ID
U GS
U DS 0
2 I DSS
U GS U p
2
Up
g mm
2
Up
I DSS I D
max możliwa do
uzyskania
transkonduktancja
pojemność pomiędzy bramką a źródłem,
pojemność pomiędzy bramką a drenem,
pojemność pomiędzy bramką a podłożem,
rdd , rss – rezystancje szeregowe drenu i źródła, najczęściej pomijane w schemacie
116
Cgd
G
Cgss
D
gds
Cgs
Ugs
rdd
D'
Konduktancja drenu
(g0 – konduktancja wyjściowa)
gmUgs
S'
rss
g ds
S
S
g ds
I DSS
U p U GS
2
Up
g0
ID
U DS
U GS 0
ID
- współczynnik uwzględniający efekt modulacji długości kanału (0,001 – 0,100) V-1
117
fT – częstotliwość odcięcia (cut-off) wyznaczana przy Iwe = gmUgs , tj. przy zwartym wyjściu
Cgd
Iwe
G
Cgss
Cgs
S
Id
D
gmUgs
S
przy zwartym wyjściu Iwe jest prądem ładowania pojemności wejściowych
I we
j Cgs Cgss Cgd U gs
I we
CG
2 fT CGU gs
g mU gs
Cgs Cgss Cgd
fT
gm
2 CG
118
Tranzystory z izolowana bramką z kanałem wzbogacanym – MOSFET normalnie
wyłączone (EMOS)
ID
G
UGS
B
S
ID
[mA]
ID
[mA]
D
UDS
IDON
UBB
UGS > 0
UDS > 0, ID > 0, UGS > 0 i UT > 0
IDSS
UT
typowo
10 V
UDS
[V]
UGS
[V]
UT – napięcie progowe przy ID = 0 (threshold),
IDSS – prąd ID (prąd upływu złącza D-S) przy napięciu UGS 0,
IDON – prąd drenu przy pełnym włączeniu tranzystora (przy RDON)
119
ID
UDS < 0, ID < 0, UGS < 0 i UT < 0
D
G
UGS
B
S
UDS
UBB
ID
[mA]
UDS
[V]
typowo
10 V
UT
ID
[mA]
IDSS
UGS
[V]
UGS < 0
IDON
120
Cgd
G
Cgb
rdd
D'
D
gds
Cgs
gm
rss
Cbs
S
g mb
B
Konduktancja wyjściowa
g0
Transkonduktancja
gmUgs gmbUbs
S'
g ds
Cdb
ID
U DS
ID
U GS
U DS ,U BS const
ID
U BS
U DS ,U GS const
Transkonduktancja wynikająca z wpływu UBS na
parametry kanału. Wykorzystywana w obliczeniach
gdy pojawi się składowa zmienna UBS.
U GS ,U BS const
121
Cgd
G
Cgb
rdd
D'
D
gds
Cgs
Cdb
gmUgs gmbUbs
S'
rss
Cbs
S
Cgd
Iwe
B
Id
G
Ugs
S
D
Cgb
Cgs
gmUgs
gds
Cdb
S
Tranzystory MOS pracują najczęściej przy stałym napięciu bramki (brak składowej
122
zmiennej UBS – nie występuje efekt podłoża) – pomijamy źródło gmb Ubs
fT – częstotliwość odcięcia (cut-off) wyznaczana przy Iwe = gmUgs , tj. przy zwartym
wyjściu
Cgd
Iwe
Id
G
Ugs
D
Cgb
Cgs
gmUgs
S
gds
Cdb
S
fT
2 C gs
gm
C gd
C gb
123
BF245B (tranzystor złączowy
kanał n zubożany – małej mocy)
IRF530 (tranzystor MOS typu n
wzbogacany – dużej mocy)
Parametry graniczne
Napięcie D-S
UDS max
Prąd D
30 V
100 V
ID max
25 mA
10 A
Napięcie G-S
UGS max
-30 V
20 V
Moc strat
Ptot
300 mW
75 W
Parametry charakterystyczne
Napięcie progowe
UP
-1,5 ... –4,5 V
1,5 ... 3,5 V
Prąd D przy UGS=0
IDSS
6 ... 15 mA
0.25 mA
Transkonduktancja
gm
5 mA/V
5 A/V
Prąd G
IG max
5 nA
0,5 mA
Prąd D w st. odcięcia
ID max
10 nA
1 mA
Pojemność wej
CweS
4 pF
750 pF
Pojemność wyj
CwyS
1,6 pF
300 pF
Pole wzmocnienia
fT
700 MHz
124
Wykład 6
125
IC
IB
IBQ
Q
UBEQ
ICQ
UBE
Q
UCEQ
UCE
126
ID
IDSS
Q
UGS
Up
UGSQ
IDQ
Q
UDSQ
UDS
127
Zniekształcenia nieliniowe
związane z maleniem
dla dużych prądów
Pmax
IC
IC max
zniekształcenia
przy
wchodzeniu
w nasycenie
przebicie
napięciowe
IC min
UCE
UCE min
UCE max
stan odcięcia
zniekształcenia
nieliniowe
128
ID
zniekształcenia
związane z różnym
nachyleniem ch-yk wyj.
ID max
Pmax
napięcie kalana
rozgraniczające
obszar liniowy od
nasycenia
przebicie
napięciowe
ID min
UDS max
stan odcięcia
zniekształcenia
nieliniowe
UDS
129
Od doboru punktu pracy zależą prawie wszystkie parametry projektowanego
układu. Optymalny dobór p.p. jest kompromisem pomiędzy wymaganiami
stawianymi układowi:
wielkość wzmocnienia
ograniczenia mocy wydzielanej w tranzystorach (stabilność temperaturowa)
poziomy napięć i prądów wyjściowych układu
ograniczenia częstotliwościowe (pasmo pracy)
zniekształcenia nieliniowe
poziom szumów
poziom impedancji wejściowej i wyjściowej
warunki zasilania – stabilizowane, niestabilizowane, bateryjne
130
Tranzystor bipolarny
Zastosowanie
ICQ
UCEQ
Stopnie wejściowe wzmacniaczy m.cz.
o małym poziomie szumów
(20 – 200) A
(1 – 5) V
Stopnie pośrednie wzmacniaczy małych
sygnałów (m.cz. I w.cz.)
(0,2 – 2) mA
(3 – 10) V
Stopnie wejściowe wzmacniaczy
operacyjnych
(1 – 10) A
(0,7 – 5) V
Wzmacniacze szerokopasmowe
(5 – 50) mA
(5 – 10) V
Wzmacniacze akustyczne średniej mocy
(0,1 – 1) A
(5 – 12) V
Wzmacniacze akustyczne dużej mocy
(2 – 10) A
(20 – 100) V
Stopień odchylania poziomego w tv
(3 – 6) A
(800 – 1100) V
Nadajniki w zakresie KF i UKF
(5 – 30) A
(30 – 60) V
131
Tranzystor unipolarny
Zastosowanie
IDQ
UDSQ
Wzmacniacze m.cz. małosygnałowe
(0,3 – 5) mA
(5 – 15) V
Stopnie wejściowe wzmacniaczy
operacyjnych
(0,3 – 5) mA
(1 – 10) V
Wzmacniacze w.cz. (kilka – kilkaset
MHz)
(2 – 15) mA
(5 – 15) V
Wzmacniacze mikrofalowe
(8 – 15) mA
(2 – 3) V
Wzmacniacze mocy m.cz.
(2 – 10) A
(20 – 100) V
Przetwornice napięcia dużej mocy
(2 – 20) A
(30 – 500) V
132
Prosta pracy to linia na charakterystyce wyj. po której przemiesza się p.p. gdy
zmieniają się jego warunki wysterowania.
+ EC
IC
RB
RC
C2
IC
C1
I CQ ic
UCE
RL
Uwe
RE
Uwy
U CE
U CEQ uce
CE
133
Statyczna prosta pracy dla prądu stałego
+ EC
RB
RC
I CQ RC
ICQ
RE
U CEQ
EC
UCEQ
UBEQ
I EQ
I CQ
RE
I CQ
EC
RC RE
U CEQ
RC
RE
134
IC
prosta statyczna:
nachylenie –1/(RC+RE)
EC
RC
RE
ICQ
Q
UCEQ
EC
UCE
135
Dynamiczna prosta pracy dla prądu zmiennego
iC
uCE
RC II RL
iC RC RL
uCE
RB
IC
U CE
RC RL
I CQ
U CEQ
RC RL
136
prosta dynamiczna:
nachylenie –1/(RCIIRL)
IC
EC
RC
RE
prosta statyczna:
nachylenie –1/(RC+RE)
ICQ
Q
UCEQ
EC
UCE
137
IC
EC
RC
RE
Q1
IC
ICQ
Q
Q2
UCEQ
U CE
EC
UCE
138
IC
IC
IWYm+
Q
ICQ
IWYm-
UCEQ
UCEsat
EC
UWYm+
UCE
UCE
t
UWYmIWYm+ = IWYmUWYm+ = UWYm-
t
139
IC
IC
IWYm+
Q1
ICQ1
IWYm-
UCEsat
UCEQ1
EC
UWYm+
UCE
UCE
t
UWYmIWYm+ < IWYmUWYm+ > UWYm-
t
140
Zmiana temperatury ma wpływ bezpośrednio na 3 parametry tranzystora
0
T
0
T0 1
T
;
c T
;
U BE T
U BE T0
I CB0 T
I CB0 T0 e b
T
;
0,05
c
b
2 ,3
1
0
C
mV
0
C
1
14 0 C
Wielkości te decydują o wartości ICQ
I CQ
f
0 , U BE , I CB0
141
+ EC
RC
RB
IB
IC
EC U BE
RB
EC
RB
const
IB
UCE
P.p. opisany jest równaniami:
UBE
IC
U CE
0
EC U BE
RB
EC
0
1 I CB0
0
EC
RB
I C RC
- konieczność stosowania dużych wartości RB
- duże wartości współczynników stabilizacji (mało stabilny p.p.)
142
+ EC
EE U BE
RE
IE
RC
+
_
IC
RB
IE
const
P.p. opisany jest równaniami:
UCE
UBE
EE
RE
+
_
RE
0
IC
0
U CE
EC
EE U BE
1
RE
EE
I C RC
EE U BE
RE
I CB0
1
0
0
- EE
EC
EE
I C RC
RE
EE
RE
1
0
I CB0 RE
0
RE
lepsza stabilizacja p.p. (wartości współczynników stabilizacji mniejsze)
143
+ EC
P.p. opisany jest równaniami:
RC
IC
RB
IC
0
EC U BE
RB
I CB0
0
IB
UCE
U CE
EC
IC
UBE
1
0
0
1 RC
RB
1 RC
I CB0 RC
0
RB pełni rolę sprzężenia zwrotnego N-S. Sprzężenie jest tym
silniejsze im wartość RB jest mniejsza.
Stabilizacja p.p. zależy od RC co powoduje, że układ jest trudny w
realizacji
Rola sprzężenia w układzie:
gdy zmaleje IC to zmaleje URC co pociąga za sobą wzrost UCE
wzrost UCE powoduje wzrost URB co pociąga za sobą wzrost IB
wzrost IB powoduje wzrost IC co zwrotnie zwiększa URC
wzrost URC zmniejsza UCE stabilizując jego zmiany
w rezultacie wzrost UCE będzie mniejszy niż w układzie bez sprzężenia
144
+ EC
+ EC
R1
RC
RC
tw. Thevenina
IC
IB
RB
UCE
R2
UBE
IE
RE
U BB
EC
IC
IB
R1 R2
R2
R1 R2
UCE
R
EC B
R1
RB
UBE
IE
RE
+ UBB
145
+ EC
P.p. opisany jest równaniami:
RC
IC
IC
IB
UCE
RB
UBE
IE
RE
U CE
0
U BB U BE
RB
EC
1
0
I CB0
0
0
1 RE
I CB0 RE
1 RE
I C RC
0
RB
1
0
RE
0
RE pełni rolę sprzężenia zwrotnego P-S
stabilizując IE.
+ UBB
Rola sprzężenia w układzie:
gdy zmaleje IE to zmaleje URE co pociąga za sobą wzrost
UBE
wzrost UBE powoduje wzrost IB co zwrotnie zwiększy IE
w rezultacie IC zmaleje mniej niż w układzie bez sprzężenia
146
Najlepsze własności stabilizacyjne ma układ z dwoma źródłami zasilania.
Moc pobierana z dwóch źródeł jest z reguły mniejsza niż w przypadku układu z
jednym źródłem. Wadą tych układów jest konieczność stosowania dwóch
źródeł zasilania.
Dobre efekty daje zastosowanie układu ze SZ (kolektorowym, emiterowym
i z obydwoma na raz).
Ze względów stabilizacyjnych układ ze stałym prądem bazy ma najgorsze
właściwości.
Układ ze stałym prądem emitera charakteryzuje się najkorzystniejszymi
właściwościami stabilizacyjnymi.
147
Wykład 7
148
Ze względu na zastosowany element sterowany:
-- lampowe
-- tranzystorowe
149
wzmocnienie
Ze względu na zakres częstotliwości wzmacnianych sygnałów:
-- prądu stałego,
-- małej częstotliwości (m.cz.),
-- wielkiej częstotliwości (w.cz.).
stałoprądowe
w. cz.
m. cz.
1Hz
10Hz
100Hz
1kHz
10kHz
100kHz
1MHz
100MHz
10MHz
10GHz
f
1GHz
-- selektywne ( fgórna / fdolna 1),
-- szerokopasmowe ( fgórna / fdolna >> 1).
150
Ze względu na rodzaj sprzężenia między wzmacniaczem a
obciążeniem lub kolejnym stopniem wzmacniacza:
-- o sprzężeniu pojemnościowym (RC),
-- o sprzężeniu transformatorowym,
-- o sprzężeniu bezpośrednim
(galwanicznym).
wzmacniane sygnały zmienne (napięcie
stałe nie przedostaje się na następny
stopień), np. wzmacniacze akustyczne
wzmacniane sygnały zmienne i
stałe zastosowanie we
wzmacniaczach prądu stałego
151
Ze względu na położeniu p.p. na ch-yce tranzystora oraz amplitudy
sygnału wejściowego (podział głównie wzmacniaczy mocy):
-- klasa A (p.p. na liniowej części ch-yki a amplituda sygnału wej. na tyle
mała, że przez cały okres sygnały wej. tranzystor przewodzi prąd – stan
aktywny),
-- klasa B (p.p. tak dobrany, że tranzystor przewodzi prąd tylko przez
połowę okresu – przez drugą połowę jest zatkany),
-- klasa AB (tranzystor przewodzi przez większość część okresu sygnału
wej.),
-- klasa C (tranzystor przewodzi przez mniejszą część okresu sygnału
wej.).
152
WE WK WB
+ EC
+ EC
RC
RB1
RB1
C2
RL
RE
C1
WY
RG
RB2
~ EG
WY
C1
WE
RG
C2
WY
C1
WE
RC
RB1
C2
+ EC
RL
RB2
CE
~ EG
WE
RE
RL
CB
RB2
RE
RG
~ EG
153
ku
zakres częstotliowsci
[dB]
małe
duże
średnie
ku 0
3dB
fd
100
101
f
fg
102
103
104
105
106
[log]
154
Wzmacniacze RC stosuje się do wzmacniania sygnałów o szerokim widmie
częstotliwości, |np. sygnały akustyczne (stosunek częstotliwości górnej do dolnej
wynosi 1000).
Przy tak szerokim zakresie f inne zjawiska wpływają na przebieg charakterystyki
przy małych a inne przy dużych częstotliwościach. Konieczne jest zatem badanie
właściwości wzmacniacza oddzielnie w różnych zakresach częstotliwości.
Wpływ na kształt charakterystyki wzmacniacza mają:
przy małych f – spadek ku na skutek wzrostu reaktancji kondensatorów w
układzie wzmacniacza,
przy dużych f – spadek ku na skutek spadku wzmocnienia samego tranzystora
(wpływ pojemności międzyelektrodowych) oraz wpływ pojemności pasożytniczych
wzmacniacza,
przy średnich f – ku = const, elementy reaktancyjne nie mają wpływu na wartość
wzmocnienia a schemat wzmacniacza opisywany jest jedynie parametrami
155
rzeczywistymi.
ku
zakres częstotliowsci
[dB]
małe
duże
średnie
ku 0
3dB
fd
100
101
f
fg
102
103
104
105
106
[log]
156
+ EC
C2
RC
RB1
C2
C1
WE
WY
WY
M
C1
WE
O
D
RG
E
RB1
L
RG
RL
RE
~ EG
RB2
RE
~ Eg
RB2
CE
CE
WY
WE
gbe
RC
RB1
~ EG
RL
gmube
RG
RB2
WY
C
B
WE
RG
RL
RC
gce
RC
RB1
RB2
RL
E
~ EG
157
gm
I CQ
T
iwe
ib
WE
RB1
WY
uce
gbe
RB2
gce
il
gbe
uwy
g ce
RL
RC
gm
I CQ
U EY U CEQ
gmube
EG ~
E
rweT
uwe
iwe
E
rwe
rwe
rwe
iwy
C
ube
uwe
RG
ic
B
T
ube
ib
RB1 || RB 2 || rbe



RB
rwy
rbe
RB
rwy
rbe
rbe
T
uce
ic
rwy
rwy
rce
u wy
iwy
rce || RC
rce
RC
RC
158
gm
I CQ
T
iwe
RG
ib
WE
ic
B
ube
uwe
RB1
iwy
C
WY
uce
gbe
RB2
gce
il
gbe
uwy
RC
g ce
RL
gm
I CQ
U EY U CEQ
gmube
EG ~
E
E
kusk
kusk
u wy
eg
u wy ic ube
ic ube eg



 
ku
u
u
Robc

RL ||RC rce
gm
u
rwe
rwe RG
- napięciowy współczynnik wykorzystania obwodu wejściowego wzmacniacza
159
kisk
gm
I CQ
T
ig
iwe
ib
WE
RG
RB1
gbe
RB2
kisk
il ic ib iwe
ic ib iwe ig


 
ki
i
i
WY
uce
g m ube gce
ib
E
il
ig
iwy
C
ube
uwe
IG
ic
B
il
gbe
uwy
g ce
RL
RC
gm
I CQ
U EY U CEQ
E
rwy
RB
RG
rwy RL
R rbe RG rwe




B
 
ki ku
rwe
RL
i
- prądowy współczynnik wykorzystania obwodu wejściowego wzmacniacza
160
+ EC
RB1
WY
M
C1
WE
O
WE
D
E
L
RG
WY
RG
RB2
~ EG
C2
RE
RE
RB1
RL
RL
RB2
~ EG
B
gbe
WY
E
WE
gmube
RG
gce
RE
RB1
RB2
RL
C
~ EG
161
+ EC
RC
RB1
WE
C2
M
O
E
RB2
RE
ie
RC
RE
LC1 WE
RL
CB
geb
RG
D
WY
C
E
WY
RL
B
~ EG
RG
~ EG
– współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora
w konfiguracji WB
IC
IE
1
162
Parametr
Wzmocnienie napięciowe
ku
Max wzmocnienie
prądowe (RL =0)
ki
Rezystancja wejściowa
rwe
Rezystancja wyjściowa
rwy
KONFIGURACJA
WE
WK
WB
1
g m Robc
g m Robc
(duże)
(duże)
1
1
(duże)
rbe
(średnie)
RC
(duże)
(duże)
RB
Robc
reb
(duże zależy od RL)
(małe)
1 RG
gm
(małe zależy od RG)
RC
RE
1
gm
(duże)
163
i1
RG
ib
WE
RB1
Y
ic
gbe
RB2
i2
C
If
ube
u1
cbc
X
B
uce
gce
cbe
WY
il
u2
RC
RL
gmube
EG ~
E
E
W układzie występuje sprzężenie wejścia z wyjściem (poprzez Cbc), aby łatwiej
analizować, upraszczamy schemat tworząc schemat unilateralny.
Przy tworzeniu schematu unilateralnego korzystamy z I twierdzenia Millera:
Zjawisko zwielokrotniania pojemności (ogólnie amditancji) między
wejściem i wyjściem wzmacniacza, w stosunku zależnym od ku.
164
Z
I1
1
I2
1
2
I1
3
U2
U1
I1
U1 U 2
Z
I2
Z1
2
Z
U2
1
U1
U1
U 2 U1
Z
Z
1 ku
Z2
Z1
I1
Z2
I2
3
U1
Z1
Z
U1
1
U2
I2
U2
U2
Z2
Z
1
1
ku
165
i1
ib
WE
RG
RB1
Y
ic
gbe
RB2
i2
C
If
ube
u1
cbc
X
B
WY
uce
u2
gce
cbe
il
RL
RC
gmube
EG ~
E
E
Cbc zastępujemy pojemnościami CX i CY równolegle włączonymi do gbe i gce.
CX i CY takie by admitancja widziana z zacisków X-E i Y-E była taka sama dla obu schematów
i1
ib
WE
ic
Y
RB1
uce
gbe
RB2
cbe
CX
CY
gce
WY
il
u2
RL
RC
gmube
EG ~
E
j CX
i2
C
ube
u1
RG
X
B
If
U1
j
cbc 1 ku
E
j CY
If
U2
j
cbc 1
1
ku
j
cbc
Robc
166
rwe
kusk j
ku
rwe
gdzie: cwe
cbe C X
cbe
1
j cwe
1
j cwe
ku
RG
j
cwe RG
RG
rwe
1
cbc 1 ku
Górna częstotliwość graniczna fg wyznaczamy poprzez wyliczenie bieguna funkcji
ku(j ).
R
cwe RG
gdzie:
2 fg
fg
G
rwe
1 0
1
2
cwe rwe RG
167
Wartość górnej częstotliwości granicznej można ograniczać poprzez dodanie do
układu dodatkowego kondensatora Cd pomiędzy B a C. Wówczas zastępcza
pojemność wejściowa układu:
+ EC
RB1
Cd
RC
C2
cwe
WY
cbe
cbc
Cd 1 ku
C1
WE
RG
RL
RB2
~ EG
RE
CE
168
cbe
i1
RG
ib
WE
B
RB1
ie
uec
gce
cbc
RB2
i2
E
ube
ubc
u1
gbe
WY
il
u2
RE
RL
gmube
EG ~
C
C
1
fg
2
RG RB
cbc
gm
cbe
rce RE RL
169
i1
ie
WE
ueb
u1
RG
i2
C
E
ucb
geb
RE
cbe
ie
WY
il
u2
cbc
RC
RL
EG ~
B
f g1
2
B
1
RG RE reb cbe
fg2
1
2
RL RC cbc
Zazwyczaj stała czasowa obwodu wejściowego jest znacznie mniejsza niż
wyjściowego, zatem:
fg
fg2
ze względu na małe Cwe (praktycznie nie występuje efekt Millera) układ stosowany głównie
dla wysokich f
170
kU
zakres częstotliowsci
[dB]
małe
duże
średnie
kU 0
3dB
fd
100
101
f
fg
102
103
104
105
106
[log]
171
Spadek wzmocnienia przy niskich
częstotliwościach jest skutkiem wzrostu
reaktancji kondensatorów C1, C2, C3.
+ EC
RB1
RC
C2
WY
C1
WE
RG
Wpływ kondensatorów na ch-yki
częstotliwościowe bada się przy
oddzielnym uwzględnieni każdego z
kondensatorów.
RL
RB2
~ EG
RE
CE
172
C1
IG
RG
C2
RB
gmube
rbe
RE
gce
f1
1
2 C1 rwe
RG
f2
1
2 C2 rwy
RL
RE 1
R g RB
rbe
RL
RC
CE
C1
C2
1
rbe
IG
RG
RB
gmube
RE 1
C
E
gce
RC
RL
fE
2 RE C E
1
173
+ EC
RB1
C1
WE
C2
WY
RG
RB2
~ EG
RE
RL
f1
f2
1
2 C1 rwe
1
2 C2 rwy
RG
RL
174
+ EC
RC
RB1
C2
C1
WY
WE
RL
CB
RB2
RE
RG
~ EG
f1
1
2 C1 rwe
RG
f2
1
2 C2 rwy
RL
fB
1
2 CB RB
175
Wartość dolnej częstotliwości granicznej będzie zależała od wzajemnego
usytuowania biegunów składowych częstotliwości.
Gdy istnieje biegun dominujący, tzn. większy od największego z pozostałych o co
najmniej dwie oktawy (4 razy) to fd przyjmuje wartość:
f d f max
Gdy wszystkie bieguny nie są od siebie odległe (wzajemne oddalenie mniejsze
niż 2 oktawy) to fd przyjmuje wartość:
fd
1,1 f1
2
f2
2
...
fn
2
n – ilość
biegunów
Gdy bieguny są sobie równe to fd przyjmuje wartość:
fd
f1
n
2 1
176
Wykład 8
177
Układ stosowany gdy potrzebne duże wzmocnienie prądowe (np. do WK).
C’
IC
IC1
B’
T1
C’
IC2
B’
IE1=IB2
T2
E’
IC
'
I B1
I C1 I C 2
I B1
E’
I C1
I
1 B1
IC 2
'
I
2 E1
1
2
2
1
I
IB
1 B1
1
1
2
178
C’
rwe
IC
rbe1
r
1 be 2
IC1
B’
T1
IE1=IB2
ponieważ:
IC2
IC 2
2 I C1
rbe 2
otrzymujemy
1
rbe1
zatem:
1
rwe
T2
2rbe1
2 '
T
IC
E’
rwy
rce 2
rce1 1 g m rbe 2
rce 2
2
ponieważ:
rce1
rce 2
2rce1
2
otrzymujemy:
rwy
rce 2 2rce 2
2
rce 2
3
179
C’
IC
C’
IC1
B’
IC2
T1
Typowe układy Darlingtona mają górną
częstotliwość graniczną rzędu 10...50kHz
zastosowanie ich zatem do:
...............................................
B’
IE1=IB2
R
T2
E’
Układ Darlingtona jest też stosunkowo „wolny” –
aby przyspieszyć proces wyłączenia (zwiększyć
szybkość usuwania nośników z bazy T2) stosuje
się ................. jednak zimniejsza to
..........................
E’
180
E’
B’
Układ Darlingtona z przeciwstawnych tranzystorów.
Gdy T1 jest p-n-p to cały układ zachowuje się jak układ p-n-p, T2
wzmacnia prąd (T1 –WE, T2 – WK).
T1
'
1
2
T2
U B 'E '
0,6V
C’
rwe
rbe1
rwy
'
T
IC
1
rce 2
2
181
WE - efekt Millera
i1
ib
WE
RG
RB1
ic
Y
gbe
RB2
i2
C
If
ube
u1
cbc
X
B
WY
uce
u2
gce
cbe
il
RL
RC
gmube
EG ~
E
i1
E
ib
WE
RB1
ic
i2
C
uce
gbe
RB2
cbe
CX
CY
WY
il
u2
gce
RL
RC
gmube
EG ~
E
cwe
Y
ube
u1
RG
X
B
cbe C X
cbe
cbc 1 ku
E
fg
1
2
cwe rwe RG
182
Układ WB
i1
ie
WE
ueb
u1
RG
i2
C
E
ucb
geb
RE
cbe
ie
cbc
WY
il
u2
RC
RL
EG ~
B
rwe
reb
B
1
gm
183
schemat ideowy
schemat zmiennoprądowy
T1 pracuje w konfiguracji ..................
T2 pracuje w konfiguracji .................. ze sterowaniem prądowym
kuT1
g m Robc
1
gm
gm
wyeliminowany efekt Millera dla WE
1
cwe
cbe C X
cbe
cbc 1 ku
184
schemat ideowy
schemat zmiennoprądowy
Przez oba tranzystory płynie w przybliżeniu ten sam IC zatem:
ku
g m RC
a
f gr
fT
ponadto:
rwe
rbeT 1
rwy
RC
185
+UCC
RC
WY
T1 pracuje w konfiguracji ..................
T2 pracuje w konfiguracji ..................
ze sterowaniem napięciowym
WE
RE
-UCC
rwyT1
1
g mT 1
rweT2
1
oba tranzystory pracują przy tym samym IC
zatem mają takie same gm dlatego:
rwyT1
rweT 2
g mT 2
186
+UCC
RC
Zatem na ET2 występuje połowa zmiennego
napięcia wejściowego i otrzymujemy:
WY
Gm
WE
IC 2
U we
IC 2
2U be 2
1
gm
2
a wzmocnienie napięciowe jest równe:
RE
ku
1
Gm RC
2
-UCC
rwe
2rbe
rwy
RC
187
Wzmacniacz w konfiguracji WK ma dużo większą częstotliwość graniczną
w porównaniu do układu WE. Dlatego układ charakteryzuje się bardzo
dobrymi właściwościami częstotliwościowymi (porównywalnie z kaskodą).
Wzmocnienie napięciowe zapewnia stopień WB. Lecz jest ono mniejsze niż
dla kaskody.
Zaletą układu jest kompensacja zmian temperaturowych napięcia UBE
(ograniczony wpływ temperatury) tranzystorów co nie występuje
w kaskodzie. Takie rozwiązanie układowe jest stosowane w technice
scalonej.
188
W.p.s. są to symetryczne wzmacniacze dolnoprzepustowe o dwóch
wejściach i jednym (wzmacniacz operacyjny) lub dwóch (wzmacniacz
różnicowy) wyjściach, służące do wzmacniania sygnałów o określonym
paśmie częstotliwości włączając w to sygnały wolnozmienne i stałoprądowe.
Do sprzęgania kolejnych stopni oraz wejścia i wyjścia wzmacniacza nie
stosuje się .........................................................................
Wzmacniacze te zapewniają wzmocnienie sygnałów użytecznych
(różnicowych) oraz tłumienie sygnałów niepożądanych (np. wejściowych
sumacyjnych).
Na wej i wyj napięcie DC = 0.
Sygnały niepożądane mogą powstawać we wszystkich stopniach
wzmacniacza, jednak największe ma znaczenie ma dryft stopnia
wejściowego, który podlega największemu wzmocnieniu. Z tego względu
stopnie te realizuje się jako wzm. różnicowe (ang. emitter-coupled pair). 189
Wzmacniacz
operacyjny
we1
Wzmacniacz z wyjściem
niesymetrycznym
wy
we2
Uwe1
Uwy
Uwe2
Wzmacniacz
różnicowy
we1
wy1
we2
wy2
Uwy1
Uwe1
Uwe2
Uwy2
Wzmacniacz z wyjściem
symetrycznym
190
Można zdefiniować dwa rodzaje sygnałów:
- różnicowe
U wer
U we1 U we2
U wyr
U wy1 U wy 2
- sumacyjne, zobrazowane na rys.
U wes
U wys
U we1 U we2
2
U wy1 U wy 2
2
191
Wzmacniacz
różnicowy
we1
wy1
we2
wy2
0.5Uwyr
0.5Uwer
Uwes
0.5Uwyr
0.5Uwer
Uwys
Sterowanie sumacyjne wzmacniacza różnicowego
192
Zależności na UWY wzmacniacza różnicowego przybierają postać:
- napięcie wyjściowe różnicowe:
U wyr
KURU wer
KUSU wes
- napięcie wyjściowe sumacyjne:
U wys
KUSRU wer
KUSSU wes
193
Poszczególne wzmocnienia definiujemy następująco:
– wzmocnienie różnicowo – różnicowe (powszechn. wzmocnienie
różnicowe):
U wyr
KUR
przy U wes 0
U wer
– wzmocnienie różnicowo – sumacyjne (powszechn. wzmocnienie
sumacyjne):
U wyr
przy U wer 0
KUS
U wes
– wzmocnienie sumacyjno – różnicowe:
KUSR
U wys
U wer
przy
U wes
0
– wzmocnienie sumacyjno – sumacyjne:
KUSS
U wys
U wes
przy
U wer
0.
194
Najważniejszymi są wzmocnienia KUR i KUS. Są to parametry
charakterystyczne wzmacniacza różnicowego. Na ich podstawie określa
się dodatkowy parametr – współczynnik tłumienia sygnału sumacyjnego
CMRR (ang. Common Mode Rejection Ratio). Współczynnik ten jest miarą
jakości wzmacniacza różnicowego.
CMRR
KUR
KUS
195
+UCC
RC1
WYA
WE1
Podstawowa cecha w.r. jest zdolność
wzmacniania różnicy wartości sygnałów wej.
(tzw. różnicowych), tłumienia natomiast ich
wspólnej części (tzw. wspólnych) – możliwe
jest zatem wzmacnianie małych sygn.
różnicowych na tle dużych sygn. wspólnych.
RC2
WYB
T2
T1
WE2
Sposoby sterowania:
1. ...........................................
RE
2. ...........................................
-UCC
3. ...........................................
RC1
g m1
RC 2
gm2
RC
gm
Wyjście układu:
1. ...........................................
2. ...........................................
196
+UCC
Jeśli
RC1
RC2
WYA
WE1
U WE1 U WE2
WYB
T2
T1
IE1
I E1
to
tzn.
WE2
IE2
IE2
UWY
0
1
I
2
lub U WE1
oraz
UWYA UWYB
U WE2
UWYA
0
UWYB
K US
0
Sterowanie wspólne
I
RE
Jeśli, np. U WE1
U WE2
-UCC
to I E1
I C1
IE2
I C1
Sterowanie różnicowe
UWY
UWYA UWYB
IC 2
IC 2
0
K UR
0
197
+UCC
RC1
RC2
WYA
WE1
Podobnie jak dla sterownia sumacyjnego, w.r.
zachowuje się w przypadku:
- zmian parametrów tranzystora wywołanymi
zjawiskami termicznymi;
WYB
T2
T1
IE1
WE2
- zmiany napięć zasilających;
IE2
- wystąpienia zakłóceń;
I
- wzmacniania parzystych harmonicznych
napięć sterujących.
RE
-UCC
198
+UCC
RC1
WYA
WE1
KUR
RC2
WYB
KUS
T2
T1
IE1
g m RC rce
0
WE2
IE2
I
CMRR
KUR
KUS
RC rce
RC rce
RC
RE
-UCC
rwer
rwes
2rbe
rbe
2
rwy
1 RE
199
Stosowany np. gdy:
- wzmacniany jest tylko jeden sygnał wej. (B drugiego T na potencjale masy);
- wyjście tylko z jednego z C.
KUR
KUS
1
g m RC rce
2
RC
2 RE
CMRR
KUR
KUS
g m RE
200
201
202
Dla temperatury:
T
300K
T
26mV
wzmacniacz pracuje liniowo dla napięć wejściowy z zakresu:
U wer
2
T
2
T
52mV
52mV
Aby zwiększyć liniowość wprowadza się sprzężenie zwrotne dla
sygnałów różnicowych zrealizowane na rezystorach Re.
203
+UCC
RC1
RC2
WYA
WE1
Dla wzmacniacza z poszerzonym
zakresem liniowości zakres napięć
wejściowych, dla których wzmacniacz
pracuje liniowo wynosi:
WYB
T2
T1
WE2
RE
RE
REE
-UCC
U wer
2
T
I E RE
2
T
I E RE
52mV
I E RE
52mV
I E RE
Dla układu ze sprzężeniem zwrotnym wzmocnienie różnicowe
wzmacniacza wynosi:
KUR
g m RC rce
RC rce
1 g m RE
RE
204
205
+ EC
RL
IWY = const dopóki UCE > UCEsat
U E U B U BE
IWY I źr
RE
RE
UWY
R1
IWY
rWY
UB
UE
R2
RE
Rdyn
dUWY
dIWY
rce 1
RE
R1 R2 rbe
RE
W szczególności rWY przyjmuje wartości, gdy R1 || R2 << rbe (aby
nie wpływały na wartość rWY):
1) gdy RE = 0 to rWY = rce (rezystancji wyj. tranzystora),
2) gdy RE << rbe (rWY rośnie liniowo ze wzrostem RE)
rWY
rce 1
RE
rce 1 g m RE
rce
ku max RE
rbe
3) gdy RE >> rbe (rWY nie rośnie przy zwiększaniu RE, jest to zatem max rWY dla
tr.bip.)
rWY rce 1
rce
206
+ EC
RL
R
IWE
IC
IWY
2IB
IWE - 2IB
IWE - 2IB
T1
IB
IWE
EC U BE
R
IC
2
2I B
IC
IWY
IC
2
IWE
jeśli EC>>UBE, >>2, zatem:
IB
T2
UBE
I CQ
U CEQ
IWY
EC
EC
R
IWY RC
EC 1
RC
R
p.p. T2 nie zależy od temp. ale od różnicy parametrów między T1 a T2
207
+ EC
Rezystancja statyczna:
Rezystancja dynamiczna: R
dyn
IWY
2IB
IB
IC
nachylenie gce
UBE
bo U EY
U EY
I CQ
IB
T2
Rdyn
I CQ
IWE - 2IB
IWE - 2IB
T1
U CEQ
RL
R
IWE
Rstat
Rstat
UEY
U CEQ
npn ~ (80-200) V
pnp ~ (40-150) V
UCE
208
Zwiększenie wzmocnienia różnicowego wzmacniacza i współczynnika
CMRR – zastosowanie źródeł prądowych
Zwiększenie KUR – zastąpienie rezystorów RC lustrem prądowym –
obciążenie dynamiczne.
Zastosowanie – głównie technika scalona z powodu trudności
w realizacji dużych rezystancji w strukturze układów scalonych.
209
+UCC
T3
T4
KUR
g m ROBC
KUS
RL
2
2 REE 2
WY
WE1
T2
T1
WE2
RL
CMRR
REE
ROBC
-UCC
3
g m ROBC REE (2
RL
RL rce 4
RL rce 4
rce 4
3
)
U EY
I CQ 4
Zwiększenie CMRR:
- zwiększenie KUR – źródło prądowe zamiast RC
- zmniejszenie KUS – zastosowanie źródła prądowego zamiast REE.
210
+UCC
KUS
T3
T4
WY
Rźr
WE1
dla REE
RL
KUS
T6
Rdyn
WE2
T2
T1
ROBC
2 Ree
ROBC
2 Rdyn
T5
-UCC
gdzie:
Rdyn
U EY
I CQ5
I CQ5
U cc
U ee U BE 6
Rzr
211
Wykład 9
212
Wzmacniacz operacyjny jest wzmacniaczem prądu stałego o dużym
wzmocnieniu napięciowym (różnicowym). Wzmacniacz ten posiada
wejście symetryczne (różnicowe) oraz wyjście niesymetryczne.
N
-E
WY
P
+E
- P (+) – wejście nieodwracające fazy napięcia
- N (-) – wejście odwracające fazę napięcia
Zasilacz 1
+
+E
-
Zasilacz 2
+
-E
- wy – wyjście niesymetryczne
- (+E) – dodatnie napięcie zasilania wzmacniacza
- (-E) – ujemne napięcie zasilania wzmacniacza
213
Wzmacniacz
operacyjny
we1
wy
we2
Uwe1
Uwe2
Uwy
214
Wzmocnienie napięciowe różnicowe nazywane wzmocnieniem z otwartą
pętlą sprzężenia zwrotnego:
U wy
KUR
U wy
U wy
U wer
U we1 U we2
U we1
,U we2
U wy
U we2
,U we1
const
const
215
216
U0 (ang.input offset voltage). Rząd - kilku miliwoltów.
Różnica zmian napięć UBE w funkcji
temperatury pomnożona przez KUR
wpływa na wartość Uwy.
U0
U BE1 U BE 2
217
Wzmacniacz
operacyjny
we1
we2
Uwy
Uwes
KUS
U wy
U wes
218
CMRR
KUR
KUS
219
IB1
+
IB2
-
R1
R2
Uwy
01
02
220
Dla wzmacniaczy zbudowanych na tranzystorach bipolarnych
Rwer jest rzędu MΩ, Rwes jest rzędu GΩ.
Dla wzmacniaczy operacyjnych z wejściem różnicowym opartym na tranzystorach
polowych obie rezystancje przyjmują jeszcze większe wartości porównując do
221
wzmacniaczy zbudowanych z tranzystorów bipolarnych.
Wzmacniacz
operacyjny
+
Rwy
Uwy
Uwy
-
Rząd wielkości – od kilku do kilkudziesięciu Ω.
222
Definicja:
SR
duwy (t )
U wy
dt
t
[V/s]
Dla wzmacniacza bipolarnego:
SR
2
T
T
Dla wzmacniacza z wejściem zbudowanym
z tranzystorów unipolarnych:
SR
U GS U T
T
223
Wzmacniacz
operacyjny idealny
+
-
Uwe1
Uwy
Uwy
Uwe2
KUR
KUS
0
CMRR
Rwer
Rwes
Model ten jest bardzo często
używany przy wyznaczaniu
parametrów układów, w których
pracują wzmacniacze operacyjne
224
Parametr
Symbol
uA 741
TL 051
(FET)
OP177
(dokładny)
EL2038
(szybki)
Wzmocnienie
różnicowe
KUR
[V/V]
105
2*105
107
2*104
Współczynnik
CMRR
CMRR
3*104
2*104
107
3*104
Rezystancja
wejściowa
różnicowa
Rwer
[Ω]
106
1012
5*107
104
Rezystancja
wejściowa
wspólna
Rwes
[Ω]
109
1014
2*1011
107
Wejściowe
napięcie
niezrónoważ.
U0
[mV]
1
0.5
0.01
0.5
Temp. wsp.
Zmian napięcia
niezrównow.
dUo/dT
[ V/K]
6
10
0.1
20
225
Parametr
Symbol
uA 741
TL 051
(FET)
OP177
(dokładny)
EL2038
(szybki)
Maksymalne
napięcie
wspólne
|Uwesmaxź
[V]
13
14.5
13
12
Maksymalne
napięcie
wyjściowe
|Uwymax|
[V]
13
13
14
12
Maksymalny
prąd wyjściowy
Iwymax
[mA]
20
20
20
50
Rezystancja
wyjściowa
Rwy
[Ω]
75
100
60
30
Prąd zasilania
Iz
[mA]
1.7
1.4
1.6
13
Częstotliwość
graniczna
(-3dB)
fg
[Hz]
10
30
0.06
50000
226
Parametr
Symbol
uA 741
TL 051
(FET)
OP177
(dokładny)
EL2038
(szybki)
Pole
wzmocnienia
fT
[MHz]
1
3
0.6
1000
Maksymalna
szybkość
zmian Uwy
SR
[V/ s]
0.6
18
0.3
1000
Szerokość
pasma
przenoszenia
mocy
fp
[kHz]
10
290
5
16000
227
Wykład 10
228
WO dzięki swej uniwersalności znajdują powszechne zastosowanie do
realizacji różnorodnych układów analogowych szczególnie:
- układów automatyki,
- układów sterowania,
- układów pomiarowych.
Za pomocą WO można realizować liniowe i nieliniowe operacje na sygnałach
analogowych, np.:
sumowanie, całkowanie, różniczkowanie, przesuwanie fazy, przetwarzanie
napięcie-prąd lub prąd-napięcie, precyzyjne prostowanie, filtrowanie
sygnałów ...
229
R2
R1
Dla idealnego WO:
KUR
-E
rwer
rwes
+E
Uwe
Uwy
wtedy:
U we
masa pozorna
I we
U wy
U wy
KUR
U we
rwer
U we
0
0
230
R2
R1
Iwe
I we
Iwy
U we
R1
I wy
I we
Uwe
U wy
R2
I wy
Uwy
U we
R1
U wy
R2
Wzmocnienie napięciowe wzmacniacza:
KU
U wy
U we
R2
R1
231
Uwzględniając, że KUR
R2
R1
-E
+E
Uwe
fg
KU
Uwy
f p1 1
R1
R1 R2
KUR
Rwe
Rwy
:
R2
1
R1 1 R1 R2
KUR R1
1
R1
KU
1
KUR
Rwy 0
R1
R1 R2
R1 1 KUR R2
Rwy 0
KU
KUR
Rwy0 - rezystancja wyjściowa WO,
fp1 – pierwszy biegun częstotliwości górnej WO (fT = fp1KUR – pole wzmocnienia)232
R2
R1
Kompensując wejściowy prąd
polaryzacji należy dodać do układu
rezystor Rd o wartości:
-E
+E
Uwe
Uwy
Rd
Rd
R1 R2
R1 R2
233
Rd
+E
KU
-E
Uwe
Uwy
R2
R1
Rwe
Rwy
fg
f p1 1
R1
R1 R2
R2
1
1
R1 1 R1 R2
KUR R1
R2
1
R1
Rwe0
Rwy 0
KUR
KUR
W celu kompensacji wejściowych prądów polaryzacji:
Rd
R1 R2
R1 R2
234
Rd
+E
KU
-E
Uwe
R2
1
1
R1 1 R1 R2
KUR R1
R2
1
R1
Uwy
R2
R1
Kiedy KU = 1 ??
Rd
Uwe
+E
-E
Uwy
R2
fg
fT
235
R1N
R13
R2
R12
-E
R11
UweN
Uwe3
Uwe2
+E
Uwe1
Uwy
Rd
N
U wy
R2
k
U wek
1 R1k
R2
R2
R2
U we1
U we2
U we3
R11
R12
R13
... U weN
R2
R1N236
N
U wy
R2
k
dla:
R11
U wek
1 R1k
R12
R2
R2
R2
U we1
U we2
U we3
R11
R12
R13
R13
....
R1N
... U weN
R2
R1N
R1
Napięcie wyjściowe przybiera postać:
U wy
R2
U we1 U we2 U we3 ... U weN
R1
Rezystor Rd minimalizujący wpływ wejściowych prądów polaryzacji:
Rd
R2 R11 R12 R13 ... R1N
237
R2
U wy
-E
R1
gdy: R1 = R3 a
to:
R3
+E
Uwe1
U we2
Uwy
Uwe2
f p1
R1
1
KUR
R2
R2 = R4
U wy
R2
U we2 U we1
R1
Rwe1
R1
Rwe2
R3
R4
fg
R1 R2 R4
R2
U we1
R3 R4 R1
R1
R4
Wpływ wejściowego prądu polaryzacji jest zminimalizowany gdy:
R1 R2
R3 R4
238
Iwy
R
C
I we
-E
Iwe
U we (t )
R
I wy
I we
IC
C
dU wy (t )
dt
I wy
+E
Uwe
Uwy
Rd=R
U wy (t )
1
U we (t )dt U 0
RC
gdzie U0 jest warunkiem początkowym dla t = 0: U 0
U wy (t
0)
Q0
C
a Q0 jest ładunkiem zgromadzonym w kondensatorze C w czasie t = 0.239
Iwy
R
C
I we
-E
Iwe
U we (t )
R
I we
I wy
+E
Uwe
Uwy
Rd=R
U wy (t )
1
U we (t )dt U 0
RC
Ostatecznie napięcie wyjściowe dane jest równaniem:
U wy
U we
t U0
R1C
Napięcie wyjściowe jest liniową funkcją czasu.
240
Iwy
R
C
Iwe
1
sRC
KU s
-E
+E
Uwe
Uwy
Rd=R
Jeżeli uwzględnimy skończone
wzmocnienie i skończoną częstotliwość
górną WO:
KUR
KU ( s )
1
s
s
1
s1
s2
241
|Ku(j )|
(log)
idealny integrator
1
s1
2
2 f p1
3
1
RC
4
s2
wzmacniacz operacyjny
1
KUR RC
KUR
rzeczywisty układ
całkujący
1
(log)
-20dB/dek
2 KUR f p1
242
Zakres poprawnego całkowania w dziedzinie częstotliwości:
min
1
KUR RC
2 KUR f p1
max
co odpowiada w dziedzinie czasu warunkowi:
ti min
1
f p1 KUR
ti
2 RCK UR
ti max
243
R2
C
R1
-E
KU s
+E
Uwe
R2
1
R1 1 sR2C
Uwy
Rd=R1||R2
244
|Ku(j )|
(log)
KUR
1
2 f p1
2
1
R2C
3
1
R1C
wzmacniacz operacyjny
K'UR
integrator stratny
1
(log)
4
2 KUR f p1
-20dB/dek
245
Zakres poprawnego całkowania w dziedzinie częstotliwości:
min
1
R2C
2 KUR f p1
max
co odpowiada w dziedzinie czasu warunkowi:
ti min
1
KUR f p1
t1
2 R2C
ti max
246
Iwy
C
R
I we
-E
Iwe
C
dU we (t )
dt
+E
Uwe
I we
Uwy
I wy
U wy (t )
R
I wy
Rd=R
U wy (t )
dU we (t )
RC
dt
247
Iwy
C
R
KU ( s )
-E
Iwe
sR1C
+E
Uwe
Uwy
Rd=R
KU ( s )
Jeżeli uwzględnimy skończone
wzmocnienie i skończoną częstotliwość
górną WO:
s
KUR
s2
s
p1
d
p1
d
KUR 1
p1
d
248
|Ku(j )|
(log)
1
wzmacniacz operacyjny
KUR
d
1
RC
p1
2 f p1
idealny układ
różniczkujący
+20dB/dek
2
rzeczywisty układ
różniczkujący
2 KUR f p1
3
1
max
R1C
(log)
Warunek poprawnego różniczkowania:
max
4
KUR
2
249
Zastosowania: głownie automatyka – regulatory D, PD, PID (utrzymuje na
wyjściu stałą wartość – zadaną, np. sterowanie temp. procesu, ciśnieniem,
prędkością – tempomat, itp.).
Wady układu:
- długie czasy narastania
- skłonność do oscylacji
- mała impedancja wejściowa dla w. cz.
- duże wyjściowe napięcie szumów
Dlatego bardzo często stosuje się zmodyfikowaną strukturę wzmacniacza
różniczkującego.
250
R
C1
C
R1
-E
+E
Uwe
Uwy
Rd=R
251
|Ku(j )|
(log)
wzmacniacz operacyjny
1
KUR
2
1
R1C
3
1
RC1
zmodyfikowany układ
różniczkujący
+20dB/dek
1
RC
(log)
1
Warunek poprawnego całkowania:
2
252
R2
R1
-E
U wy
U we
C
1 sCR3
1 sCR3
+E
Uwe
Uwy
R3
Dla zmian wartości rezystancji R3 od 0 do
przesunięcie fazowe od 1800 do 0.
można regulować
253
R
-E
Iwe
U wy
+E
I we R
Uwy
254
RL
R
Uwe
-E
+E
IL
U we
R
255
Wykład 11
256
Układ logarytmujący powinien dawać uwy proporcjonalne do logarytmu uwe.
u wy
u we
k D log
UR
gdzie: kD, kE – stałe skalowania,
u we
k E ln
UR
kD
k E ln10
UR – napięcie normujące, dodatnie dla uwe>0, ujemne dla uwe<0.
Najprostsza realizacja – wykorzystanie ch-yki diody półprzewodnikowej
257
ID
gdzie:
I S exp
u AK
m T
1
IS - prąd wsteczny,
T
= kT/q - potencjał elektrokinetyczny złącza,
m – współczynnik korekcyjny m = (1
2).
W obszarze przewodzenia równanie można uprościć:
u AK
m T
Po przekształceniach otrzymujemy:
ID
u AK
I S exp
m
T ln
ID
IS
258
uwy
uwe
m T ln10 log
I S R1
W temp. pokojowej:
uwy
uwe
1...2 60mV log
I S R1
Wykorzystany zakres logarytmowania (do ok. 2 dekad) ograniczają :
- pasożytnicza rezystancja szeregowa diody (przy większych I wzrasta
spadek nap. na niej i wprowadza błąd log)
- współ. korekcyjny m zależy od prądu).
259
uwy
ube
uwe
T ln
I CS R1
IC
I CS exp
uBE
T
Zaleta – wyeliminowanie wpływu współczynnika m na napięcie
wyjściowe. Zakres pracy – dziewięć dekad przy zastosowaniu WO o
małych prądach wejściowych.
Wada – silna zależność uwy od temperatury; tranzystora T zwiększa
wzmocnienie układu co może powodować wzbudzanie się układu.
260
Gdy uwe < 0 to:
uwy
iC R1
I CS R1 exp
uwe
T
Parametry układu silnie zależne od temperatury.
261
uwy
gdy:
T
= 26mV, URR2/R1 = 1V, R3/R4 = 15.7 to:
U REF
u
R2
R4
exp we
R1
R4
T R3
u wy
10uwe
262
Ograniczniki amplitudy napięcia spełniają zależność:
u wy
f u we
gdzie:
u wy
U wy min ;
dla
u we
mu we ;
dla
U we min
U wy max ;
dla
u we
U we min
u we
U we max
U we max
263
Ograniczenie uwy do wartości UZ+UD (UD - napięcie progowe diody w
kierunku przewodzenia)
264
Precyzyjne prostowniki dwupołówkowe są układami realizującymi wartość
bezwzględną (moduł) funkcji wejściowej:
u wy
a = 1,
a u we
a = -1
265
uWY
RL
uWE
R
Wyeliminowany wpływ spadku napięcia na diodach na wartość napięcia
wyjściowego – diody wpięte w pętlę sprzężenia zwrotnego wzmacniacza.
Wada – uwy nie ma pkt wspólnego z masą układu
266
Wykład 12
267
Ze względu na sposób działania filtry aktywne dzielimy na:
- filtry o pracy ciągłej (ang. continous time filters)
- filtry C przełączane (ang. switched capacitor)
Ze względu na rodzaj charakterystyki częstotliwościowej filtry
dzielimy na:
KU
f
268
Ze względu na sposób aproksymacji ch-yki częstotliwościowej:
- Butterwortha
- Czebyszewa
- Bessela (Thompsona)
- Butterwortha - Thompsona
Ze względu na rząd:
pierwszego, drugiego, trzeciego, n-tego rzędu
269
H s
U wy s
U we s
m
am s
bn s n
m 1
am 1 s
bn 1 s n
1
... a0
... b0
am
bn
s zi
i
s
pj
j
ai, bj – rzeczywiste współczynniki filtru
zi, pj – zera i bieguny funkcji transmitancji
H s
H
exp j
|H( )| - charakterystyka częstotliwościowa modułu
φ( ) – charakterystyka częstotliwościowa fazy
270
Kaskadowa – polega na rozkładzie transmitancji filtru wysokiego rzędu
na struktury o transmitancji II stopnia i ewentualną jedną transmitancję
I rzędu. Synteza filtru realizowana na izolowanych sekcjach II rzędu.
Wielopętlowego sprzężenia zwrotnego – synteza polega na objęciu
bloków II rzędu jedną lub większą liczbą pętli SZ – metoda trudniejsza
jednak umożliwia uzyskać charakterystyki częstotliwościowe filtrów
o mniejszych wrażliwościach na zmiany parametrów filtrów.
271
Przy projektowaniu sekcji bikwadratowej korzysta się na ogół z postaci
znormalizowanej transmitancji Hk(s).
Nk s
Hk s
s2
0
Q
s
2
0
s
Nk s
p1 s p 2
Zapisując mianownik transmitancji w postaci:
s2
b1 s b0
s2
0
Q
s
Otrzymujemy zależności na dobroć i pulsację:
b0
Q
0
b1
0
b0
W zależności od postaci licznika Nk(s) można otrzymać filtry różnych
typów:
272
Filtr dolnoprzepustowy (LP) (ang. lowpass filter)
H LP s
2
0
H0
s2
0
Q
s
2
0
273
Filtr górnoprzepustowy (HP) (ang. highpass filter)
H HP s
s2
H0
s2
0
Q
s
2
0
274
Filtr pasmowoprzepustowy (BP) (ang. bandpass filter)
H BP s
0
H0
s2
B3dB
2
0
Q
3 dB
f 3dB
2
s
s
gH
2
0
gL
p
275
Filtr pasmowozaporowy (BR) (ang. bandreject filter)
s2
H BR s
H0
s2
z
Qz
0
Q
s
2
z
s
2
0
276
1
0
R2 R3C1C 2
1
Q
H LP s
KU
R2 R3C1C 2
U wy ( s )
U we s
s2
s 1
C1 R1
1
R2
1
R3
1
R2 R3C1C 2
C2
C1
R3
R2
KU
R2
R3
H0
R2 R3
R1
R2
R1
277
1
0
R1 R2 C 2 C3
1
Q
H HP s
U wy s
U we s
R1
R2
C3
C2
C1
C 2 C3
KU s
s
2
C1
s
R2 C 2 C 3
1
C2
1
C3
1
R1 R2 C 2 C3
KU
H0
C2
C3
C1
C2
278
Dla C1 = C2 = C
Q
0
H BP s
R2 C
2
0
gH
R1 R2
R1 R2 R3 C 2
gL
gL
gH
s
R1C1
U wy s
U we ( s)
0
s2
s
1
R3C1
1
R3C 2
R1 R2
R1 R2 R3C1C 2
279
H BR s
R6
H BP s
R51
R6
R52
Wzmocnienia obu torów sumatora muszą
być takie same, tzn.:
R R
R
3
6
6
2 R1 R51
R52
280
Filtry charakteryzują się:
- współczynniki transmitancji filtru nie zależą od wartości pojemności ale
od ich stosunków,
- częstotliwość graniczna filtru jest wprost proporcjonalna do f zegara, ze
współczynnikiem proporcjonalności zależnym od stosunku C.
Dzięki temu filtry:
- mają duża dokładność wykonania (niemożliwą w innych technologiach);
- mogą być automatycznie przestrajane poprzez zmianę f zegara.
281
I
U
R
I
Rzast
dQ
dt
d UC S
dt
UC S
TS
UC S f S
1
CS f S
282
U wy
U we
U wy
1
s
U we
CRZAST
gdzie:
RC
1
s
C
f S CS
2 fS
Stosunek określany przez producenta:
2
C
CS
50 200
283
Zmiana znaku Uwe poprzez oddawania ładunku przez zmianę
polaryzacji C.
U wy
U we
f S CS
sC
1
s
CRZAST
C
f S CS
2 fS
284
285
Filtr dolnoprzepustowy
U wy3
U we
R1
R3
Filtr górnoprzepustowy
U wy1
U we
R1
R2
R1
2 2
s
0
R4
2
2 fS
0
0
s 1
R3
R2
R3
R1
2
1
s2
2
0
2 fS
R3
R4
0
1
1
s
0
Filtr pasmowoprzepustowy
R1
R2
U wy 2
U we
R1
R3
2
2
0
s
2
0
2 fS
s
0
R1
R4
0
s 1
286
Wykład 13
287
Podstawą realizacji układów impulsowych oraz cyfrowych jest wykorzystanie
wielkosygnałowej pacy elementów aktywnych, przełączanych między stanami
odcięcia i przewodzenia (zero - jeden).
Przejścia pomiędzy tymi stanami powinny zachodzić w możliwe jak najkrótszym
czasie.
Jeśli klucz jest włączony to Uwyj powinno być równe Uwej, jeżeli wyłączony to Uwyj
powinno być równe zero.
Realizacja coraz szybszych układów przełączających wynika z konieczności
przetwarzania coraz większej ilości informacji w jednostce czasu.
Współczesna
technologia
umożliwia
przełączanie
elementów
półprzewodnikowych w zakresie nanosekund do kilkudziesięciu pikosekund.
288
I
stan włączenia
I
stan wyłączenia
U
U
zerowa rezystancja w stanie włączenia
nieskończona rezystancja w stanie wyłączenia
289
I
RF
stan włączenia
I
RF
stan wyłączenia
RR>>RF
RR
U
UF
+
U
UF
–
niezerowa rezystancja w stanie włączenia RF
skończona rezystancja w stanie wyłączenia RR
290
rezystancja w stanie włączenia RF
rezystancja w stanie wyłączenia RR
zakres napięć wejściowych
przenikanie sygnału sterującego na wyjście
czasy przełączeń
wprowadzane zniekształcenia
szczątkowe napięcie klucza
maksymalny prąd przewodzenia
maksymalna moc rozproszenia
291
+EC
RC
RB
Uwy
Eg
Ube
Tranzystor jest sterowany silnym
sygnałem od stanu zatkania do
nasycenia
warunek nasycenia tranzystora
IC
(0,10,2)
IB
292
eg
stan aktywny
tranzystora
EF
ic
ICsat
t
T
włączenie
tranzystora
-ER
t
T
ube
EC
uwy
stan nasycenia
tranzystora
UBEwł
t
UCEsat
Rb C we
-ER
t
td
tf
ts tr
ib
IBwł
stan zatkania
tranzystora
T
IBR
t
tb
293
eg
EF
t
T
czas opóźnienia (delay time) – tranzystor w stanie zatkania
-ER
td
ube
Rg Cwe ln
EF ER
EF U BEwł
Cwe
C je C jc
UBEwł
t
Rb C we
-ER
czas opadania (fall time) – tranzystor w stanie aktywnym
ib
tf
IBwł
t
T
I Bwł
I Bwł I Csat
n ln
kF
kF 1
tb
IBR
ic
- stała czasowa równa odwrotności 3-dB pulsacji granicznej
wzmacniacza WE
ICsat
n
t
T
EC
n ln
uwy
kF – współczynnik przesterowania przy włączaniu tranzystora
kF
UCEsat
g
I Bwł
I Csat
1
t
td
tf
ts
tr
294
eg
EF
t
T
-ER
ube
czas magazynowania (storage time) – czas usuwania
namiarowego ładunku zgromadzonego w B, wynikający z
przesterowania i głębokiego wejścia w nasycenie
UBEwł
ts
t
s ln
Rb C we
-ER
ib
s
IBwł
– średni czas życia nośników w warunkach nasycenia
kR – współczynnik przesterowania zwrotnego
t
T
tb
IBR
kR
ic
ICsat
t
T
EC
kF kR
kR 1
I BR
I Csat
tr
t
td
tf
ts
tr
I BR
ER U BEwł
RB
czas narastania (rise time) – tranzystor w stanie aktywnym –
dalsze usuwanie ładunków aż do stanu zatkania tranzystora
uwy
UCEsat
0
n ln
kR 1
kR
295
eg
EF
t
T
-ER
ube
UBEwł
t
Rb C we
-ER
Gdy IC = 0 koniec procesu przejściowego na wyj. Aby na wej
napięcie Ube osiągnęło poziom –ER musi upłynąć czas „bierny”
(czas po którym Ube = 1,1 (-ER)
tb
2,3RB C we
ib
IBwł
t
T
tb
IBR
ic
ICsat
t
T
EC
uwy
UCEsat
t
td
tf
ts
tr
296
+ED
RD
Rg
Co
Eg
UGS
Uwy
Układy z MOS stosowane m.in. w scalonych
układach cyfrowych, w analogowych ukł.
przełączanymi pojemnościami lub w układach
z przełączaniem prądów.
Szeroki zakres stosowania wynika z faktu, że MOS
wyróżniają się prostotą technologiczną
i układową, małą powierzchnią i bardzo małym
poborem mocy
Pojemność Co w praktyce stanowią pojemności wejściowe tranzystora
297
Aby zwiększyć zakres dopuszczalnych napięć wejściowych zamiast jednego
tranzystora MOSFET stosuje się klucz CMOS, zbudowany z dwóch
komplementarnych tranzystorów MOSFET łączonych równolegle.
+U
T1
Uwe
Klucz włączony
na BT1 typu „n” podajemy +U, a BT2 typu
„p” łączymy z masą
Uwe może być z zakresu 0 < Uwe +U
Uster = +U
Uwy
T2
Uster
Klucz wyłączony
Uster = 0
298
299
Obciążalność logiczna bramki (N) - maksymalna liczba bramek, jaka może być
równolegle sterowana z wyjścia pojedynczej bramki.
Napięcia poziomów logicznych (HIGH, LOW) - zakresy napięć wejściowych
oraz wyjściowych, które układ realizuje jako gwarantowany stan 1 oraz
gwarantowany stan 0.
Margines zakłóceń - określa dopuszczalną wartość napięcia sygnału
zakłócającego, nie powodującego jeszcze nieprawidłowej pracy układu.
Moc strat na bramkę - określa moc pobieraną przez układ ze źródła zasilania.
300
Czas propagacji - określa czas opóźnienia odpowiedzi układu na sygnał
sterujący i jest podstawową miarą szybkości działania układu cyfrowego.
301
302
303
304
Wykład 14
305
przerzutnik bistabilny: charakteryzuje się dwoma stanami stabilnymi, w których może
pozostawać nieskończenie długo. Przejście pomiędzy stanami następuje pod wpływem
impulsu zewnętrznego.
przerzutnik monostabilny (uniwibrator): charakteryzuje się jednym stanem stabilnym.
Drugi stan trwa tylko przez określony czas, zależny od wartości elementów układu. Po
upływie tego stanu samoczynnie wraca do stanu stabilnego. Przejście układu do stanu
quasi-stabilnego inicjowane sygnałem zewnętrznym.
przerzutnik astabilny (multiwibrator): nie ma stanu stabilnego lecz dwa stany quasistabilne. Stale zmienia swój stan pod wpływem pobudzenia zewnętrznego. Okresowe
samoczynne przechodzenie z jednego stanu w drugi wyznaczają czasy przeładowania
elementów reaktancyjnych.
306
Każdy z przerzutników można zrealizować w podstawowej strukturze dobierając
odpowiednie człony sprzęgające (rezystory lub kondensatory)
Człon S1
Człon S2
R
R
Monostabilny
(uniwibrator)
R
C
Astabilny
(multiwibrator
)
C
C
Przerzutnik
Bistabilny
(przerzutnik
Schmitta)
307
Na S podajemy dodatnie napięcie:
– T1 przewodzi,
– maleje UC1,
– maleje IB2,
– UC2 rośnie,
– wzrasta IB1 płynący przez R1.
Stan ustalony, gdy UC1 spadnie do wartości UCEsat
(T2 zatkany a T1 przez płynący IB1 utrzymany
w stanie przewodzenia).
Odłączenie napięcia z S niczego nie zmienia (stan
ustalony).
Stan poprzedni przez podanie napięcia na R
Gdy R = S = H oba tranzystory
nasycone, po zaniku napięcia
jeden przewodzi, drugi zatkany
ale nie wiadomo który. Stan
logicznie zabroniony !!
308
Inicjacja przeskoku poprzez zmianę określonej wartości UWE.
309
Przetwornik sin - prostokąt
Gdy UWE przekroczy UPH (górny próg przełączania) to UWY skacze do UWYmax (górna granica
wysterowania).
Gdy UWE spada poniżej UPL (dolny próg przełączania) o UWY powraca do UWYmin (dolna granica).
Szerokość pętli histerezy – jest to różnica napięć pomiędzy poziomem wł. a wył.
Histereza tym mniejsza im mniejsza różnica pomiędzy UWYmax a UWYmin lub im większe tłumienie
wprowadzane przez dzielnik R1, R2.
Zmniejszając histerezę osłabiamy +SZ co prowadzi do tego, że układ przestaje być bistabilny (dla R1
Zwykły wzmacniacz dwustopniowy).
310
W stanie ustalonym T2 przewodzi a T1 zatkany.
Dodatni impuls UWE powoduje przejście T1 do
stanu przewodzenia. Wskutek tego UC1 skokowo
od wartości UCC zmienia się do 0. Skok ten
przeniesiony zostaje przez RC na bazę T2.
UB2 zmienia się od 0,6V do –UCC + 0,6V –UCC
i T2 zostaje zatkany.
R1 w SZ podtrzymuje przewodzenie T1 nawet po
powrocie UWE do 0.
C ładuje się przez R
U B2 t
T2 jest zatkany, aż UB2 wzrośnie do 0,6V. Nastąpi to po czasie
Po tym czasie T2 znowu zaczyna przewodzić (stan stabilny).
.
U CC 1 2e
T
t
RC
RC ln 2 0,7RC
311
Układ wraca do stanu stabilnego nawet, gdy czas
trwania impulsu UWE jest dłuższy od T
(T1 przewodzi do chwili zaniku UWE i +SZ nie działa.
Po procesie przełączania C musi naładować się
przez RC. Jeśli nie zdąży całkowicie się naładować
do chwili nowego impulsu UWE, czas trwania
następnego impulsu ulega skróceniu.
Jeżeli efekt ten ma być mniejszy niż 1%, T1 musi
być zatkany co najmniej przez T = 5RCC
312
313
t1
R1C1 ln 2
t2
R2C2 ln 2
W czasie t1 zablokowany jest tranzystor T1 a w t2 T2.
Stan układu zmienia się zawsze, gdy zaczyna
przewodzić dotychczas zatkany tranzystor.
Układ trudny w realizacji (warunki na odpowiedni
dobór R, problemy ze wzbudzaniem układu) nie
stosuje się w praktyce.
314
Uniwersalny i szeroko stosowany układ regeneracyjnego formowania impulsów – układ scalony
555.
Układ opracowany przez firmę Signetics produkowany w kilku odmianach przez wiele firm.
Układ 555 charakteryzuje się:
– małą wrażliwością na zmiany napięcia zasilającego,
– dużą stałością temperaturową,
– generowania impulsów o czasie trwania od mikrosekund do kilku minut,
– możliwością regulowania wypełnienia impulsów przy pracy astabilnej,
– małym poborem prądu,
– duża obciążalnością (do 200mA),
– dużą odpornością na zakłócenia.
Stosując układ 555 można zrealizować:
– przerzutnik monostabilny,
– przerzutnik astabilny,
– dyskryminator szerokości impulsów,
– analogowy dzielnik częstotliwości,
– modulator szerokości impulsów,
– przetwornik napięcie – częstotliwość.
315
– przerzutnik RS,
– dzielnik napięciowy,
– dwa komparatory,
– tranzystor rozładowujący,
– bramka separująca wyjście
316
W stanie stabilnym C jest rozładowany przez
tranzystor T w układzie 555.
Po podaniu krótkiego, ujemnego impulsu
wyzwalającego, przerzutnik RS zmienia stan,
na WY pojawia się wysoki poziom napięcia (H)
i tranzystor T zostaje odcięty.
C zaczyna się ładować ze stałą czasową RC.
Gdy napięcie na C przekroczy 2/3UCC na wyj
z K1 pojawia się stan wysoki napięcia (H)
i przerzutnik RS zostaje wyzerowany.
Czas trwania impulsu WY:
T nasyca się, C rozładowuje, układ powraca do
stanu stabilnego.
T = 1,1 R C
317
WE wyzwalania i progowe połączone ze sobą.
C ładuje się prądem z RA i RB, rozładowuje przez prąd z RB i tranzystor T z układu 555.
Samoczynnie układ przełącza się w chwili przekroczenia przez napięcie uC poziomu
2/3 UCC przy ładowaniu C i 1/3 UCC przy rozładowaniu C
Częstotliwość drgań:
f
1
T
Współczynnik wypełnienia impulsów WY:
1
0,693 RA 2 RB C
D
t2
T
RB
RA
RB
318
Wykład 15
319
GENERATORY – układy elektroniczne, które w kontrolowany sposób
przetwarzają energię źródła zasilania w drgania elektryczne
o określonym kształcie, częstotliwości i mocy przekazując je do
obciążenia.
320
Podział ze względu na stałość częstotliwości i mocy generowanych drgań:
generatory częstotliwości – duża stałość częstotliwości (wzorce f,
wzbudnice nadajników),
generatory mocy – duża moc wyjściowa i duża sprawność
energetyczna bez optymalizacji stałości częstotliwości.
Podział ze względu na sposób generacji drgań:
generatory przebiegu sinusoidalnego (analogowe),
generatory przebiegów niesinusoidalnego (prostokątny) – przerzutniki,
cyfrowe generatory DDS (bezpośrednia synteza cyfrowa - Direct
Digital Synthesis)
321
– Częstotliwość generowanego przebiegu,
– Stałość częstotliwości:
bezwzględna niestałość częstotliwości:
f t
f t
f0 – częstotliwość na początku obserwacji,
f(t) – częstotliwość w chwili t obserwacji.
f0
względna niestałość częstotliwości:
f t
f0
f t
stałość częstotliwości – średnia względnych niestałości f mierzonych
w czasie doby lub roku:
T
f
f0
1
f0
df dt
0
T
Dobowe stałości częstotliwości dla
generatorów:
– atomowych
(10-12 – 10-14),
– kwarcowych
(10-6 – 10-10),
– LC
(10-3 – 10-4),
– RC
(10-2 – 10-3).
322
– Zakres przestrajania,
– Wartość amplitudy,
– Zawartość harmonicznych w nominalnych warunkach pracy,
– Poziomy i widma fluktuacji amplitudy i fazy,
– Moc i sprawność.
323
Układ generatora zawiera:
-wzmacniacz o wzmocnieniu k
-obwód ustalający f
-pętlę SZ
Przesunięcie fazowe pomiędzy wyj a
wej równe jest 00 (3600). Wówczas
SZ+ i wzmocnienie układu dąży do
nieskończoności (k = 1).
kf
k
1 k
Układ staje się niestabilny i generuje sin o f, dla której spełnione są warunki:
– fazy – zgodność fazy sygnału na wej i wyj
– amplitudy – k = 1
324
generatory LC,
generatory ze stabilizacją piezoelektryczną – kwarcowe,
generatory RC.
325
Rezonans szeregowy (napięć)
Z
R
j XL
Rezonans równoległy (prądów)
XC
Y
G
j BC
BL
Rezonans
występuje
gdy
wartość
spadków napięć na L i C są sobie równe.
Rezonans występuje gdy wartość prądów
płynących przez L i C są sobie równe.
Reaktancja zastępcza obwodu w stanie
rezonansu jest równa 0 ( Im(Z) = 0 ).
Susceptancja zastępcza obwodu w stanie
rezonansu jest równa 0 ( Im(Y) = 0 ).
XL
XC
0
L
1
C
Częstotliwość rezonansowa:
1
f
2
BC
BL
0
C
Częstotliwość rezonansowa:
1
f
LC
1
L
2
LC
326
W generatorach LC stosuje się tranzystory bipolarne lub unipolarne, można je
realizować również na wzmacniaczach operacyjnych lub bramkach cyfrowych.
Połączenie elementu aktywnego z obwodem rezonansowym może być
realizowane za pomocą obwodów sprzęgających wykonanych jako transformatory,
dzielniki pojemnościowe lub indukcyjne.
Istnieją 3 podstawowe struktury generatorów LC (różne sprzężenie obwodu
rezonansowego z elementem aktywnym)
– generator Colpitssa,
– generator Hartleya,
– generator Meissnera.
Na tej bazie powstało wiele innych odmian generatorów np.:
– generator Clappa odmiana Colpittsa,
– generatory kwarcowe (Pierce’a) odmiana Colpittsa i Hartleya.
327
Generator Colpitssa
Generator Hartleya
Generator Meissnera
328
Składowa stała IC płynie przez dławik w.cz. a nie płynie
przez obwód rezonansowy (obwód równoległy).
Obwód rezonansowy zapewnia 1800 przesunięcia
fazowego (WE-kolejne 1800) – spełniony warunek fazy.
Częstotliwość generowanych drgań równa jest
częstotliwości obwodu rezonansowego.
Sposób
zasilania
stosowany
szczególnie
w generatorach mocy, ponieważ przez dławik nie płynie
prąd w.cz. i zapewnione jest dzięki temu dobre
dopasowanie źródła zasilającego.
W układzie również występują małe straty mocy
w obwodzie zasilania.
Wada: trudność wykonania dławika tak by nie posiadał
własnych rezonansów.
329
Składowa stała IC płynie przez dławik w.cz. a nie płynie
przez obwód rezonansowy (obwód równoległy).
Obwód rezonansowy zapewnia 1800 przesunięcia
fazowego (WE-kolejne 1800) – spełniony warunek fazy.
Częstotliwość generowanych drgań równa jest
częstotliwości obwodu rezonansowego.
Sposób
zasilania
stosowany
szczególnie
w generatorach mocy, ponieważ przez dławik nie płynie
prąd w.cz. i zapewnione jest dzięki temu dobre
dopasowanie źródła zasilającego.
W układzie również występują małe straty mocy
w obwodzie zasilania.
Wada: trudność wykonania dławika tak by nie posiadał
własnych rezonansów.
330
Obwód rezonansowy musi dać przesunięcie 1800
realizowane jest to poprzez nawinięcie uzwojeń
trafo. w przeciwnym kierunku.
Cb zapewnia mała impedancję w obwodzie
sterującym dla przebiegów w.cz. (zwiera RB1, RB2),
ponadto jest elementem automatycznej polaryzacji
bazy.
Gdy narasta amplituda drgań na Cb stopniowo
narasta ujemne napięcie (ładowanie impulsami IB).
Dzięki temu generator wzbudza się miękko (klasa A)
a w miarę narastania amplitudy drgań jego punkt
pracy przesuwa się do klasy AB, B lub C.
W tym sposobie pracy układ wykazuje własności
stabilizujące amplitudę generowanego przebiegu.
331
Indukcyjność zastępcza:
LZ
L
1
2C3
silnie rośnie wraz ze wzrostem f, dzięki temu
w układzie
zwiększa się stałość częstotliwości
generowanych drgań.
W układzie tym C1, C2, L mogą być znacznie większe
niż odpowiedniki w układzie Colpittsa.
Istotna zaleta przy projektowaniu generatorów
o dużych częstotliwościach, wówczas wartości C1, C2,
L potrzebne do zapewnienia wymaganej częstotliwości
drgań stają się porównywalne z pojemnościami
i indukcyjnościami pasożytniczymi układu.
332
Przetwornik elektromechaniczny składający się z wibratora
kwarcowego i obudowy chroniącej go przed wpływami
zewnętrznymi.
Element kwarcowy wycięty z monokryształu kwarcu,
najczęściej w postaci prostokątnych lub okrągłych, płaskich
lub soczewkowatych płytek.
Na element kwarcowy napyla się elektrody z cienkich
warstw metalicznych (złoto, srebro, aluminium).
Jeżeli od elektrod przyłożone zostanie napięcie zmienne
(sinus) to w elemencie piezoelektrycznym (kwarc) wytworzy
się zmienne pole elektryczne. W wyniku zjawiska
piezoelektrycznego wibrator zaczyna drgać, co prowadzi do
pojawienia się na jego powierzchni zmiennych ładunków
elektrycznych (płynie prąd).
Rezonator zachowuje się jak obwód rezonansowy o dużej dobroci. Współczynnik
temperaturowy częstotliwości rezonansowej jest bardzo mały. Osiągalna stałość
częstotliwości duża: (10-6 – 10-10).
333
L, R i C odpowiadają parametrom mechanicznym kwarcu, (L – masa kwarcu, R – oporność
mechaniczna, C – sprężystość płytki kwarcu),
C0 – pojemność statyczna elektrod i przewodów doprowadzających.
Przykładowe parametry rezonatorów
334
Dobroć rezonatora (duża bo duży stosunek L do C):
1 L
R C
Q
Impedancja rezonatora:
2
j
ZK
LC 1
2
C
LCC 0
C0
W układzie rezonatora mogą występować dwa rodzaje rezonansu:
szeregowy (ZK = 0)
fS
1
2
LC
równoległy (ZK = )
fR
1
2
LC
1
C
C0
fS 1
C
C0
fS zależy tylko od parametrów kwarcu natomiast fR również od C0 związanej z pojemnościami
montażowymi. W związku z tym rezonans równoległy jest mniej stabilny.
335
Pomiędzy fs a fr reaktancja rezonatora ma ch-er
indukcyjny a więc może on pracować jako
element indukcyjny w typowym układzie
Colpittsa.
Dzięki dużej dobroci rezonatora (stroma ch-ka
fazowa w około fr) uzyskuje się dużą stabilność
f generowanego sygnału.
336
Często pojawia się konieczność dostrojenia kwarcu w niewielkim zakresie. W tym celu do
kwarcu szeregowo dopina się dodatkowy CS o wartości dużo większej od C.
Wypadkowa impedancja tego połączenia:
uwzględniając, że C<<C0 + CS:
względna zmiana częstotliwości:
fS '
f
f
C C0 C S
1
j CS
C0 C
ZK '
2
LC C0
2
LCC 0
CS
C
fS 1
2 C0 C S
C
2 C0
CS
Dodatkowa CS nie zmienia fR (zero mianownika ZK nie zależy od CS). Przy CS dążącym do
0,
337
fS można zwiększyć prawie do fR.
Generator pracuje w rezonansie równoległym
(obwód rezonansowy zapewnia przesunięcie
fazy 1800).
Od zastępczej pojemności dzielnika C1, C2
zależy generowana częstotliwość (obwód
rezonansowy X, C1, C2 ).
Od
stosunku
C1/C2
zależy
wartość
współczynnika SZ i spełnienie warunku
amplitudy.
338
Wytworzenie kwarcu na f większą niż 30 MHz jest trudne. Większe f można
wytwarzać synchronizując generator LC rezonatorem o mniejszej f w pętli fazowej
PLL, lub pobudzić kwarc do drgań na wyższej harmonicznej.
Rezonator jest włączony w obwód +SZ (rezonans
szeregowy). Główny obwód rezonansowy LC
(o mniejszej dobroci) dostrojony musi być do fs lub jej
harmonicznej. Umożliwia to generowanie stabilnych
częstotliwościowo sygnałów o f fs.
339
Generatory RC stosuje się do pracy w zakresie małych częstotliwości (kilka Hz
do kilkuset Hz). W tym zakresie f w generatorach LC wartości L i C stają się zbyt
duże (nie nadają się do miniaturyzacji) a dobroć obwodu rezonansowego maleje.
Generator RC można zrealizować zastępując obwód rezonansowy LC biernym
filtrem pasmowoprzepustowym RC. Stosowane są struktury selektywne (mostek
Wiena, podwójne T, bocznikowane T, itp.) oraz przesuwniki fazowe RC.
W porównaniu z generatorami LC mają gorszą stałość częstotliwości
[ (10-2 – 10-3)], jednakże generują sygnał o bardzo małych zniekształceniach
i umożliwiają przestrajanie f w zakresie 1:10 na jednym podzakresie.
Generatory RC powszechnie stosowane są jako generatory serwisowe
i laboratoryjne.
340
U wy
U we
j RC
R1
2 2 2
1
RC
j3 RC
R1 R2


 


Mostek jest idealnie zrównoważony, gdy moduł transmitancji osiąga minimum.
Wówczas:
f0 1
R2
1
1
Q
2
0
f 3
R1
RC
3
341
Przy 0 transmitancja wynosi 0. Aby
zatem zostały spełnione warunki generacji
należałoby zastosować wzmacniacz
o Ku
.
W 0 następuje również przeskok
przesunięcia fazowego pomiędzy /2 a /2.
Oznacza to, że przy pełnym
zrównoważeniu nie jest możliwe
zbudowanie generatora. Koniecznie staje
się zatem rozrównoważenie mostka
0
v
- odstrojenie,
0
R2
R1
2
1 - współczynnik rozstrojenia mostka dla
0
,
342
Przy niezrównoważonym mostku możemy
zapisać:
1
3
jv
f0 generatora zależy od elementów RC
1
3
R1 R2 decydują o spełnieniu warunku
generacji
oraz ustalają amplitudę generowanego
sygnału
343
1
3
zakładając
<< 3 (dla =
0,
9
1 j
1
jv
3
9
1 j
1
=0) w zakresie <<3 otrzymujemy:
1 j
0
1 j
Wówczas dobroć mostka wynosi:
Q
0
2
2
0
1
1
9
0
344
Z warunku amplitudy ku(
0)
(
0)
1 otrzymujemy:
9
ku
Fazy transmitancji + i
fazy jest spełniony dla
0
0
są zgodne. Przy
0 mostek nie odwraca fazy i warunek
niezależnie od stopnia niezrównoważenia mostka.
R1 R2 pracują zwykle w gałęzi automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW)
generatora.
345
Układ ARW zrealizowany jako podwajacz napięcia
niesymetryczny z JFET linearyzowanym.
JFET spełniający rolę regulowanej elektrycznie
rezystancji pracuje w obszarze liniowym
(triodowym), w którym zastosowano linearyzację
ch-yk wyj przy pomocy –SZ (R2).
napięcie na C2 jest ujemne i bezpośrednio
steruje bramkę JFET-a,
gdy amplituda UWY rośnie to rośnie ujemne
napięcie na C2 ,
rośnie ujemne napięcie na bramce JFET,
rośnie rezystancja statyczna JFET rDS,
rośnie –SZ,
maleje amplituda napięcia wyjściowego.
346
Generatorem funkcyjnym nazywamy układ, wytwarzający kilka wzajemnie
zsynchronizowanych przebiegów o różnych kształtach ale tej samej f.
Generatory wytwarzają na ogół przebiegi trójkątne, prostokątne i sinusoidalne,
dostępne z oddzielnych wyjść.
Do budowy używa się WO i komparatorów.
347
f
2
1
R p R3C1C2
Rp
R1 R3
R1 R3
Wskutek +SZ wy. komparatora i we. filtru, układ generuje sin, z którego na komparatorze
kształtowany jest jest prostokąt. Z prostokąta kształtowany jest trójkąt w układzie integratora.
Wtórnik separuje wy. prostokąta od wej. filtra.
f regulowana jest potencjometrem R1.
348
R, C określają f. Konstrukcja sprowadza się do odtworzenia noty aplikacyjnej.
Na wej A0 i A1 ustalany jest cyfrowo rodzaj przebiegu (1,X – sin; 0,0 – prostokąt; 0,1 – trójkąt).
P – regulacja f (od 0,2 Hz do 20 MHz).
Uwyp-p = 2V
349