Wykład_09

Wykład 9
PKE
PKE – Praktyczny Kurs Elektroniki
Wykład 9
Klaskacz
Rys. A
C5 100PF
100nF
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h
R3
100k T3
+
R2
Schemat Klaskacza przedstawiony
100k
R1
jest na rysunku A. Układ elektroniczny składa się z dwóch głównych 10k
bloków – czujnika dźwiękowego ze
wzmacniaczem z tranzystorami T1...
C1
T3 oraz tak zwanego przerzutnika T 100nF
+
(toggle) zrealizowanego na układzie
C2
scalonym U1, na liczniku CMOS
4017. Na wejściu pracuje mikrofon
_
elektretowy M, a elementami wykoR6
M
nawczymi są trzykolorowa dioda
47k
świecąca (LED RGB) oraz przekaźnik (REL). Fotografia B pokazuje
C3 10nF
VCC
MR
U1
T1
BC548
R4 100k
+UZAS
T2
BC548
14
13
4017
Q2
CLK
ENA
9V...12V
LED
RGB
16
BC558
15
T4
BC558
R5
220k
4
Q0
3
Q1
2
R9
4,7k
R10
4,7k
R11 4,7k
REL
GND
C4
Opis układu dla
„zaawansowanych”
nych kondensator C2 stanowi niemal
zwarcie, więc układ ma dla takich przebiegów duże wzmocnienie. Dla małych
częstotliwości wzmacniacz
ten ma wzmocnienie bliskie
jedności. Pojawienie się
silnego sygnału z mikrofonu, zawierającego znaczną
ilość składowych o wyższych częstotliwościach,
powoduje reakcję układu:
dodatnie połówki sygnału z mikrofonu powodują
dodatkowe otwarcie T1, a to
otwiera T3. Rośnie napięcie na dwójniku R7C4.
Wzmacniacz jest nietypo-
z bliska mikrofon elektretowy, w którym
metalowa obudowa zawsze jest połączona
z wyprowadzeniem ujemnym (z masą).
Jest to element biegunowy
Fot. B
– odwrotne włączenie uniemożliwi prawidłową pracę.
Sygnał z mikrofonu elektretowego M jest
wzmacniany w nietypowym wzmacniaczu tranzystorowym, który wzmacnia
tylko przebiegi o wysokich
częstotliwościach. Dzięki temu słabo reaguje na
„normalne” dźwięki mowy
czy muzyki. Dla wyższych
częstotliwości akustycz-
100nF
Na fotografii tytułowej pokazany jest
model Klaskacza. Ten wyjątkowo atrakcyjny, praktyczny i zaskakująco prosty
projekt wprawi w zdumienie kolegów
i rodzinę. Jak najbardziej może też znaleźć praktyczne zastosowanie. Klaskacz to
dźwiękowy układ zdalnego sterowania za
pomocą klaśnięcia w dłonie. Każde klaśniecie włącza/wyłącza przekaźnik i zmienia kolor świecenia diody LED. Działanie układu przedstawione jest na filmie,
dostępnym w Elportalu (www.elportal.
pl/pke). Układ reaguje na „ostre”, wysokie dźwięki, natomiast praktycznie nie
reaguje na „normalne” dźwięki (mowa,
muzyka).
R8
47k
8
D1
1N4148
R7 10M
1
PKE
Wykład 9
2
ZDUWRĞüPLĊG]\V]F]\WRZD8SS 8A
DPSOLWXGD
8ADPSOLWXGD
ZDUWRVüV]F]\WRZD
ZDUWRĞüVNXWHF]QD
8VN 8RMS 8A
ZDUWRĞüĞUHGQLD
8ĞU 8AVG 8A
wy, ponieważ zawiera obwód R7,
d) + sinusoidalny
c)
b) U +
C4 oraz dodatkowy bufor-wtórnika) U
U
U +
SURVWRNąWQ\
+
(I)
w postaci tranzystora T2. Klaś- (I)
(I)
(I)
WUyMNąWQ\
nięcie w dłonie powoduje szybSLáRNV]WDáWQ\
kie naładowanie kondensatora
t
t
t
t
C4 przez tranzystor T3, a potem
czas
czas
czas
czas
powolne jego rozładowywanie
przez R7. Po klaśnięciu, na rezy_
_
_
_
storze R8, a więc także na wejściu
przebiegi zmienne
przebiegi zmienne
przebiegi zmienne
przebiegi przemienne
zegarowym układu 4017 (nóżka nieokresowe (niepowtarzalne)
jednokierunkowe
okresowe (powtarzalne)
14) występuje impuls dodatni, Rys. 1
powodujący zmianę stanu licznika.
sowe, czyli powtarzalne. Często interesu8A
Jednocześnie zwiększenie napięcia na R8, ją nas przebiegi okresowe przemienne,
a w konsekwencji także na C2, powoduje gdy zmienia się i wartość, i kierunek 8A
zatkanie tranzystora T1, przez co wzmac- (biegunowość) – przykłady na rysunku
8A
niacz na czas rozładowania C4 przez R7 1. Prąd przemienny płynie na przemian
zostaje praktycznie wyłączony, co zapew- w jedną i drugą stronę – wygląda to barnia prawidłową pracę licznika U1. Zasad- dziej na drgania – wibracje względem
niczo licznik 4017 zlicza do dziesięciu. stanu równowagi. W elektronice mamy
t
W tym przypadku cykl zliczania został do czynienia z przebiegami przemienny0
czas
skrócony do dwóch stanów (0-1-0-1-itd.), mi o najróżniejszych kształtach, w tym
a to dzięki dołączeniu wyjścia Q2 (nóżka prostokątnym, trójkątnym, piłokształtnym
4) do wejścia zerującego RST (nóżka i sinusoidalnym. Często nałożone są na
15). Dodatkowy obwód R5C3 zapew- napięcie czy prąd stały – dlatego w praknia wyzerowanie licznika po włączeniu tyce bardzo często oddzielnie rozpatrujezasilania. Świeci wtedy zielona struktu- my sytuację dla prądów i napięć stałych,
ra diody LED RGB, a przekaźnik REL a oddzielnie dla zmiennych.
jest wyłączony. Aktualny stan przerzutParametry przebiegów stałych
7RNUHVF]DVSRZWDU]DQLD
nika pokazuje dwukolorowa dioda LED i zmiennych. Napięcia i prądy stałe chaF]ĊVWRWOLZRĞüI 7
– każde klaśnięcie w dłonie spowoduje rakteryzujemy bez trudu, podając ich warRGZURWQRĞüRNUHVX
zmianę koloru świecenia lampki i zmianę tość odpowiednio w woltach i amperach. Rys. 2
w
tym
sensie,
że dowolny przebieg powtastanu przekaźnika.
Trudniej jest w przypadku przebiegów
Prezentowany układ dostępny jest też zmiennych. Przebiegi mogą mieć różne rzalny można złożyć ze składowej stałej
w sklepie internetowym AVT (www.sklep. kształty, dlatego możemy też podać war- i szeregu odpowiednio dobranych sinusoavt.pl) jako kit AVT-721-2, zawierający tość szczytową, czyli amplitudę oraz war- id (tzw. szereg Fouriera). W praktyce dość
komplet elementów oraz płytkę drukowa- tość międzyszczytową. Możemy podać często robimy coś odwrotnego – przebieg
ną. Fotografia C pokazuje zmontowany wartość średnią (która dla przebiegów złożony rozdzielamy, filtrujemy, na skłamodel kitu AVT-721-2.
przemiennych wynosi zero). Jednak dową stałą i na sinusoidalne składowe
w praktyce najważniejsza jest tak zwana zmienne. Kolejny argument, że sinusoida
wartość skuteczna (230V napięcia sieci jest przebiegiem podstawowym, poznasz
Poznajemy elementy
to właśnie wartość skuteczna), która cha- w następnym wykładzie, przy omawianiu
i układy elektroniczne
We wcześniejszych wykładach zaczęli- rakteryzuje „możliwości energetyczne” zjawiska rezonansu.
A oto przykład kondensatora, pokazuśmy badać przebiegi zmienne. Wszelkie przebiegu.
W przypadku przebiegów powtarzal- jący wyjątkowość sinusoidy: jak wspozmiany napięcia lub prądu to przebiegi
zmienne. Dość często są to przebiegi nych, czyli okresowych, możemy podać mnieliśmy wcześniej, czym większy prąd,
jednokierunkowe: zmienia się wartość czas – okres powtarzania w sekundach, tym szybciej ładuje/rozładowuje się konnapięcia czy prądu, ale kierunek (biegu- ale zdecydowanie częściej podajemy densator. I odwrotnie: szybsze zmiany
nowość) się nie zmienia. W elektronice odwrotność okresu – częstotliwość, napięcia powodują przepływ większego
najbardziej interesują nas przebiegi okre- czyli liczbę zmian na jednostkę czasu, prądu. Ponadto czym większa pojemność
oznaczaną f (frequency), wyra- C, tym większy prąd płynie przy danej
Fot. C
żaną w hercach (Hz). Na przy- szybkości zmian napięcia. Zapisujemy
kładzie sinusoidy ilustruje to to wzorem matematycznym i=C*du/dt,
w uproszczeniu I=C*Δ/Δ, a w jeszcze
rysunek 2.
Wbrew wyobrażeniom większym uproszeniu I=CU/t.
Rysunek 3 pokazuje kilka przykładów.
początkujących, ani przebieg
prostokątny, ani trójkątny nie są Wielkość i kierunek prądu odpowiada
ani najprostszymi, ani najważ- szybkości i kierunkowi zmian napięcia na
niejszymi przebiegami. Zapa- kondensatorze. Zazwyczaj kształt przebiemiętaj, że najpopularniejsza gu prądu jest odmienny od kształtu zmian
i najważniejsza jest sinusoida, napięcia. Jest jednak przypadek szczektóra jest przypadkiem szcze- gólny – przebieg sinusoidalny. Jeżeli na
kondensatorze wystąpi napięcie o kształgólnym, wyjątkowym.
Sinusoida jest przebiegiem pod- cie sinusoidalnym, to wtedy i prąd ma
stawowym, elementarnym także kształt sinusoidy, przy czym te sinusoidy
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h
PKE
Wykład 9
UHDNWDQFMDSRMHPQRĞFLRZD;C
prądu i napięcia są wzajemnie przesunięte
dokładnie o jedną czwartą okresu, jak
pokazuje rysunek 4. Ponieważ sinusoida
ma ścisły związek z ruchem obrotowym
(jeden okres to jeden obrót, czyli 360 stopni, a w mierze kątowej 2π), przesunięcie
między prądem i napięciem wyrażamy
w jednostkach kąta – przesunięcie wynosi
90 stopni, czyli π/2.
Co bardzo istotne, tylko w przypadku przebiegu sinusoidalnego, gdy mamy
i sinusoidalne napięcie (U), i sinusoidalny
prąd (I), możemy mówić, że kondensator
stanowi pewnego rodzaju oporność (U/I),
nazywaną reaktancją pojemnościową,
oznaczaną XC, też wyrażaną w omach.
Podobnie jak przez rezystor prąd płynie według znanej zależności (I = U/R),
analogicznie przez tę reaktancję płynie
prąd o wartości I = U/XC, a płynący prąd
I wywołuje na reaktancji XC spadek napięcia U = I*XC, gdzie U, I to wartości skuteczne sinusoidalnych (i przesuniętych)
przebiegów napięcia i prądu – rysunek
5a. Oczywiście oporność ta zależy od
pojemności kondensatora C, ale nie tylko.
Oporność ta nie jest stała: czym większa
częstotliwość przebiegu sinusoidalnego
(f), tym reaktancja pojemnościowa XC
jest mniejsza według zależności XC = 1 /
2πfC i rysunku 5b, narysowanego w skali
podwójnie logarytmicznej (skali, która
nie ma zera). Oporność XC
I
jest dziwna dlatego, że prąd a)
i napięcie w kondensatorze są
+
U
wzajemnie przesunięte o kąt
prosty (90 stopni), więc także
U
reaktancja pojemnościowa
I= R
XC jest w pewnym sensie
QDSLĊFLH
„prostopadła” do rezystancji
VWDáH
R, co początkującym wydaje
XC
się bardzo dziwne. Podkre- b)
1000
ślam, że o reaktancji pojem[:]
nościowej jako współczynni100
ku proporcjonalności między
10
prądem i napięciem (I=U/
1
XC) możemy mówić tylko
w przypadku przebiegów
0,1
sinusoidalnych. Przy innych
0,01
przebiegach zależność prądu
0,001
i napięcia wyznacza podstawowy wzór i=C*du/dt.
0,0001
a)
C4
R3
+
T1
C3
R6
R2
G
SUąG
UyZQ\]HUX
t
SUąGGRGDWQL
C
I= GW
SUąG
XMHPQ\
ZDUWRĞüLNLHUXQHNSUąGX
RG]ZLHUFLHGODMą
V]\ENRĞüLNLHUXQHN]PLDQQDSLĊFLD
Rys. 3
Kondensatory często pracują w obwodach filtrów sygnałów o różnych częstotliwościach. Na razie zwróć uwagę,
że zgodnie ze wzorem XC=1/2πfC, dla
przebiegów stałych, czyli dla przebiegów
o częstotliwości f=0, kondensator ma nieskończenie wielką oporność (reaktancję)
– stanowi przerwę. Z kolei przy bardzo
dużych częstotliwościach kondensator ma
znikomo małą reaktancję XC, co możemy traktować jako zwarcie. Takie skrajne
przypadki ilustruje w uproszczeniu rysunek 6 i często właśnie tak rozumiemy
obecność i rolę kondensatorów w układzie. Częstotliwość graniczna między częstotliwościami „małymi” a „dużymi” to f
= 1/ 2πRC – do tego szczegółu jeszcze
wrócimy.
Kondensatory często wykorzystujemy
do oddzielania i łączenia składowej stałej
oraz składowej zmiennej. Jeżeli włączymy
I
I
MHGHQSHáQ\RNUHV
S
o
Rys. 4
kondensator o odpowiednio dużej pojemności między szyny zasilania, to z punktu widzenia przebiegów zmiennych, obie
szyny są zwarte, czyli dla przebiegów
zmiennych zasadniczo są tym samym
obwodem. I tak układ z rysunku 7a
z punktu widzenia prądu stałego wygląda
jak na rysunku 7b, bo pojemności są
wtedy rozwarciem, przerwą. Natomiast
dla wysokich częstotliwości możemy go
przedstawić w nieco dziwnej postaci, jak
na rysunku 7c, bo pojemności wtedy są
zwarciem.
Podobnie jak kondensatory, specyficznie zachowują się też cewki. W wykładzie 6 mówiliśmy, że przy zmianach
prądu cewka wytwarza napięcie samoindukcji. Miarą zdolności przeciwstawiania
się zmianom prądu jest indukcyjność,
GODPDá\FK
F]ĊVWRWOLZRĞFL
a)
R
UR]ZDUFLH
SU]HUZD
R
XC
U
U
XC
QDSLĊFLH
VLQXVRLGDOQLH
]PLHQQH
I= R
I=
QDSLĊFLH
VLQXVRLGDOQLH
]PLHQQH
R
F]ĊVWRWOLZRĞü
JUDQLF]QD
1
fg= 2SRC
1
XC= 2SfC
GODPDá\FK
F]ĊVWRWOLZRĞFL
b)
reaktancja
SRMHPQRĞFLRZD
XC
maleje
ze wzrostem
F]ĊVWRWOLZRĞFL
R
C
R
f
1
GODGXĪ\FK
F]ĊVWRWOLZRĞFL
C
GODGXĪ\FK
F]ĊVWRWOLZRĞFL
F]ĊVWRWOLZRĞü
JUDQLF]QD
1
fg= 2SRC
10 100 100010000100000
F]ĊVWRWOLZRĞü
]ZDUFLH
Rys. 8
Rys. 7
c)
R3
rezystancja kolektorowa
RC = R3||R6
T
U
I
U
QDSLĊFLH
U
I
L
I
R5
R3
t
SUąG
F]DV
+
T
B
R2
R1
R2 R4
R6
R5
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h
S
RNUHVX o
Rys. 6
Rys. 5
C
U
t
F]DV
G8
I
U
B
R4
VLQXVRLGDOQH
QDSLĊFLH
SUąG
F]DV
R1
C2
C1
I
I
VLQXVRLGDOQ\
SUąG
C
U
PDOHMH
URĞQLH
R
QDSLĊFLH
U
I
QLH]PLHQQH
U
SUąG I QDSLĊFLH
QDSLĊFLH
b)
R1
QDSLĊFLH
QDSLĊFLH
R4
rezystancja emiterowa
RE = R4||R5
RNUHVX o
MHGHQSHáQ\RNUHV
o
S
S
3
PKE
Wykład 9
oznaczana literą L, wyrażana w hen- noprzepustowy z rysunku 10b tłumi wyż- – nie musisz na razie rozumieć, jak dziarach (H). Czym szybsze zmiany prądu, sze częstotliwości, a filtr górnoprzepu- ła – zajmiemy się tym w przyszłości. Jak
tym wyższe wytwarzane napięcie samo- stowy z rysunku 10c przepuszcza tylko pokazuje zrzut z ekranu oscyloskopu, ten
indukcji (u= L*di/dt, w uproszczeniu wyższe częstotliwości. Co ciekawe, przy prosty generator w punkcie X wytwaU=L*ΔΙ/Δ). Zależności są podobne jak częstotliwości granicznej f = 1/ 2πRC rza dość ładną sinusoidę o częstotliwości
dla kondensatora (patrz rysunek 3), tylko reaktancja pojemnościowa XC jest liczbo- około 160Hz i wartości międzyszczytowej
niejako odwrotne. Niemniej analogicz- wo równa rezystancji R, jednak z uwagi prawie 2Vpp (gdyby przypadkiem, wskunie, wyłącznie przy przebiegu sinusoi- na przesunięcie fazy (rysunek 9) sygnał tek fatalnego rozrzutu wartości elemendalnym, i prąd, i napięcie są sinusoidal- wyjściowy w punkcie Y ma nie 0,5, tylko tów, generator nie chciał pracować, nalene, tylko są przesunięte „odwrotnie” niż 0,71 wielkości sygnału w punkcie X. ży albo odrobinę zwiększyć wartość R6,
w kondensatorze, co ilustruje rysunek Ilustruje to rysunek 10d, narysowany dodając w szereg rezystor 1kΩ...4,7kΩ,
8. Podobnie wyłącznie dla przebiegów w skali podwójnie logarytmicznej. Zwróć albo nieco zmniejszyć R5, dołączając
sinusoidalnych możemy mówić o opor- uwagę, że pionowa oś jest wyskalowana równolegle 470kΩ...4,7MΩ). Zieloną
ności cewki – o reaktancji indukcyjnej w decybelach. Zasadniczo decybel to podkładką wyróżniony jest badany obwód
XL, której wartość określa wzór XL = miara stosunku dwóch wielkości. Zamiast – dzielnik z dowolnymi impedancjami Z1,
2πfL. Odwrotnie niż w kondensatorze, podawać stosunek Uwy/Uwe w „razach”, Z2, w praktyce będzie to filtr RC. Możesz
idealna cewka przy częstotliwości f=0, podajemy go w decybelach. Dla napię- badać filtr dolno- i górnoprzepustowy.
Różową podkładką wyróżnione są dwa
czyli dla napięć i prądów stałych, ma cia i prądu stosunek w decybelach to
oporność równą zeru – stanowi zwarcie. 20 logarytmów ze stosunku (Uwy/Uwe), jednakowe monitory napięcia, gdzie jasReaktancja rośnie ze wzrostem często- podanego w „razach”. Na przykład Uwy/ ność świecenia diod pokazuje wielkość
tliwości, teoretycznie do nieskończono- Uwe=10, to 20*log10, czyli 20dB, Uwy/ przebiegów na wejściu i wyjściu filtru.
ści. W skali podwójnie logarytmicznej, Uwe=1000 to 60dB, a Uwy/Uwe=0,01 to Rezystory R16 oraz R17 i R18 są tak
dobrane, żeby przy braku kondensatora
analogicznie jak na rysunku 5, zmiany –40dB.
W ramach ćwiczeń na początek zbu- C5, czyli bez sygnału, diody LED były
reaktancji cewki przedstawia linia prosta, tylko „rosnąca”. W rzeczywistości dujmy generator przebiegu sinusoidalne- na progu świecenia. Obserwując jasność
do reaktancji indukcyjnej XL dodaje się go i sprawdźmy omawiane a)
Rys. 10
X
rezystancja drutu cewki, a w grę wchodzą wcześniej zależności. Na
c)
b)
Z1
też małe pojemności pasożytnicze, ale to rysunku 11 żółtą podY
X
Y
X
Y
kładką wyróżniony jest
odrębny, szeroki temat.
Uwe
Z uwagi na przesunięcie prądu wzglę- generator sinusoidy, zreaR
C
Uwy
Uwy Uwe
dem napięcia, także reaktancja indukcyjna lizowany na tak zwanym
Uwy
Uwe
Z2
R
C
XL jest w pewnym sensie prostopadła wzmacniaczu operacyjnym
do rezystancji R, ale też odwrotna Rys. 9
względem reaktancji pojemnościoR
L
C
wy
d) UUwe
wej XC, co ilustrujemy jak na rysunfiltr
filtr
górnoprzepustowy
dolnoprzepustowy
XL
R
XC
ku 9. Takie przedstawienie słusznie
0dB
-3dB
wskazuje, że z uwagi na przesunięcie
-10dB
napięcia i prądu, tego rodzaju oporL
-20dB
ności musimy dodawać wektorowo,
R C
R
100fg
f
R
a nie przez zwykłe sumowanie warZ
-30dB
XL
XC
0,01fg 0,1fg
fg
10fg
F]ĊVWRWOLZRĞü
tości liczbowych. Przy okazji dodajZ
1
R
fg =
-40dB
my, że oporność wypadkowa (opor2SRC
Z RSRUQRĞüZ\SDGNRZDLPSHGDQFMD
ność zespolona)
Rys. 11
przebieg sinusoidalny
to
impedan7V...12V
+UZAS
cja, oznaczana
C4
zwykle literą
R16
100nF
4,7k
Z,
wyrażana
R1
LED1
4,7k
R17
w omach.
C1
R4
4,7k
R3 10k
100PF
LED2
10k
Z w r ó ć D1 D2
R14
uwagę,
że
470:
R10
C3
10k
łącząc szeregoR6
100nF
47k
wo dwie dowol- D3 D4
przebieg sinusoidalny
R18
T2
QDSLĊFLHZSXQNFLH;
ne impedancje
T6
2,2k
T1
T5
D1-D4
R5
(rezystancje,
1N4148
22k
reaktancje),
R11
R15
R12
10k
470:
100:
otrzymujemy
U1
prosty
prosty
X
LM358
filtr
dzielnik napięfiltr
LM358
górnoprzepustowy dolnoprzepustowy Z1
cia – rysunek
C5 100PF
C
10a. Ponieważ
T8
T4
R2
+
T7
T3
reaktancja XC
4,7k
R
Y
wy
wy we
we
zależy od częR8
R7 22k
R13
R
C
2,2k
stotliwości, taki
Z2
T1-T4=BC558
100:
C2
T5-T8=BC548
R9
obwód staje się
1000PF
1k
filtrem. Filtr dolR
Uwe
Uwy
Uwe
C
Uwy
R
C
+
+
4
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h
PKE
Wykład 9
+UZAS
a)
+UZAS
b)
RC
RB
RC
RB1
C2
C2
C1
C1
T
T
wy
wy
we
we
RB2
Rys. 13
Fot. 12
diod LED1, LED2, sprawdzisz,
czy przebieg jest tłumiony a)
przez filtr i na ile. Mój model
pokazany jest na fotografii 12.
W miejsce Z2 wstaw rezystor 1kΩ, a w miejsce Z1 wkłaC1
daj kolejno kondensatory 1uF,
100nF, 10nF i 1nF. Sprawdź,
jak zmniejsza się jasność diody. we
Analogicznie zbadaj filtr dolnoprzepustowy. Możesz śmiało
w bardzo szerokim zakresie zmieniać częstotliwość przebiegu generatora, wymieniając jednakowe kondensatory C=C3=C4
(1nF...1uF) lub jednakowe rezystory
R=R3=R4 (2,2kΩ...1MΩ). Namęczyłem się
trochę, tak dobierając wartości elementów
układu, żebyś wśród pozostałych, niewykorzystanych elementów miał do dyspozycji
po dwa jednakowe rezystory i kondensatory
potrzebnych nominałów.
Gdy będziesz zmieniał częstotliwość
generatora przez zmianę wartości R3=R4
lub C3=C4, niech Z1 i Z2 mają niezmienne wartości – obserwuj jasność diod LED
przy różnych częstotliwościach przebie-
+UZAS
+UZAS
b)
RC
RB
RC
RB1
C2
C2
C1
T
T
wy
we
wy
RB2
RE
gu. Częstotliwość wytwarza- Rys. 14
nego przebiegu wynosi mniej więcej
f = 1 / 2πRC
A teraz kolejne ważne zagadnienie.
W podręcznikach do dziś wiele uwagi
poświęca się wzmacniaczom sygnałów
zmiennych ze wspólnym emiterem (OE)
i ze wspólną bazą (OB). Choć dziś takie
klasyczne rozwiązania wykorzystujemy
bardzo rzadko, warto trochę o nich wiedzieć.
OE – wzmacniacz ze wspólnym emiterem. Tranzystor może pracować tylko
przy napięciach i prądach o określonej
biegunowości, więc wzmacnianie przebiegów zmiennych Rys. 16
R1 2,2k
można zrealizować jedynie na tle
napięć i prądów stałych, w najprostszym
przypadku według rysunku 13. Jednak
praktyczną przydatność takich wzmacniaczy całkowicie przekreśla fatalna stabilność cieplna. Zmiany temperatury złącza
i napięcia UBE powodują tu duże zmiany punktu pracy, czyli prądów i napięć.
Ponadto w wersji z rysunku 13a należałoby indywidualnie dobierać wartość
rezystora RB, zależnie od wzmocnienia
prądowego konkretnego egzemplarza
tranzystora.
Najprostszym sposobem poprawy
jest wprowadzenie ujemnego sprzężenia zwrotnego, co było sygnalizowane
już w wykładzie 3 na rysunku 4. Czasem robi się to przez włączenie rezystora między kolektorem i bazą według
rysunku 14a. Jednak częściej ujemne
sprzężenie zwrotne realizuje się przez
dodanie rezystora w obwodzie emitera
według rysunku 14b. Coś za coś: ujemne
sprzężenie zwrotne zwiększa stabilność
punktu pracy, ale zmniejsza wzmocnienie
napięciowe. Ściślej biorąc, wzmocnienie
prądowe tranzystora nie zmienia się ani
trochę, natomiast wzmocnienie napięciowe wyznaczone jest przez warunki pracy
tranzystora. Nie wchodząc w szczegóły:
dla małych sygnałów wzmocnienie to
stosunek rezystancji kolektorowej RC do
rezystancji emiterowej RE, co w uproszczeniu ilustruje rysunek 15a. W praktycznych układach, np. z rysunku 15b,
rezystory R1...R4 decydują o stałoprądowym punkcie pracy. Natomiast dla wyższych częstotliwości kondensator C3 ma
małą reaktancję XC, przez co wypadR10 220:
Rys. 15
a)
+UZAS
b)
+UZAS
c)
R3
R1
RC
C1 100PF
Uwy
T
Uwe
Uwe
T
C3
+
R2
R4
R6
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h
26mV
IE
IE
wzmocnienie=
RC
RT
_
M1
C4 100PF
C3 10PF
C2
100nF
+
RT = ~
wzmocnienie RC (R3||R6)
dla przebiegów =
=
zmiennych RE (R4||R5)
R2
2,2k
RT
R5
RC
wzmocnienie=
RE
T
T1
BC548
T2
BC558
R8
2,2k
R4
47k
R6
10k
R7
1k
C6 100PF
R11 1k R13
1k
+
C5 10PF
T3
BC558
+
RE
R3
100k
Uwy
Uwy
LED
R9
2,2k
+
RC
+
C1
R5
10k
+
C2
Uwe
7V...12V
+
+UZAS
+UZAS
R12
100k
wy
T4
BC548
5
PKE
Wykład 9
+UZAS
+UZAS
+UZAS
b)
RB1
RC
R3
100k
C2
Uwy
Uwy
T
7V...12V
R1
10k
C1
+
RB2
C3
Uwe
RE
T1
BC548
R7
22:
R6
1k
T2
BC558
C2 10PF
C1 100PF
+
6
Fot. 17
R9
1k
C3 100PF
C4 10PF
+
+
kowa rezystancja emiterowa jest mniejsza, a wzmocnienie – większe. Sytuacja
wygląda jak na wcześniejszym rysunku
7c, więc wzmocnienie wyznaczone jest
przez stosunek rezystancji RC/RE. Ściślej
biorąc, w tranzystorze „wbudowana” jest
też niewielka wewnętrzna rezystancja RT
o wartości około 26mV/IE, co ogranicza
maksymalne wzmocnienie napięciowe
tranzystora, jak pokazuje rysunek 15c.
Przedwzmacniacz mikrofonowy.
Domowe zestawy audio zwykle mają
wejście pomocnicze AUX o czułości
zbyt małej, by wzmocnić malutki sygnał
z mikrofonu. Aby podłączyć mikrofon,
możesz zbudować dwustopniowy przedwzmacniacz według rysunku 16. Tranzystory T1 i T2 pracują jako wzmacniacze ze wspólnym emiterem (OE).
Tranzystor T3 jest wtórnikiem – buforem, przedstawionym w wykładzie 4 na
rysunkach 3...7. Mikrofon elektretowy
M jest elementem biegunowym i wymaga polaryzacji, stąd rezystor
R2 oraz dodatkowy filtr R1C1. a)
Fotografia 17 pokazuje mój
RC
model wraz z wtyczką typu
RCA (chinch – czytaj: czincz).
Wzmocnienie każdego stopnia
możesz niezależnie regulować
według potrzeb przez zmianę wartości R7 (220Ω...10kΩ) Uwe
i R10 (47Ω...2,2kΩ). W wielu
wypadkach wystarczyłby tylko Rys. 18
jeden stopień wzmocnienia,
czyli obwód z tranzystorem T2 nie byłby
potrzebny (baza T3 dołączona bezpośrednio do kolektora T1). Zaznaczony szarym
kolorem tranzystor T4 i dioda LED to prosty monitor – dioda powinna błyskać przy
głośnych sygnałach. Taki monitor przyda
się podczas uruchomiania, natomiast podczas normalnej pracy przedwzmacniacza
mógłby zniekształcać najsilniejsze sygnały.
OB – wzmacniacz ze wspólną bazą.
Tranzystor reaguje na zmiany napięcia
UBE. Dla tranzystora nie ma znaczenia, na
którą elektrodę podany zostanie sygnał.
Ku zdziwieniu początkujących, elektrodą wspólną może być baza, a wejściem
będzie... emiter, co w uproszczeniu pokazuje rysunek 18a. Prąd emitera płynie
teraz przez źródło sygnału, a to oznacza,
że oporność wejściowa układu OB jest
mała. W rzeczywistości trzeba zapewnić
polaryzację stałoprądową tranzystora, na
przykład według rysunku 18b. Konfiguracja OB jest często wykorzystywana przy
wysokich częstotliwościowych, w rozmaitych urządzeniach radiowych. My zrealizujmy według rysunku 19 i fotografii
20 nietypowy przedwzmacniacz mikrofonowy, gdzie mikrofonem jest... jakikol-
+
wiek głośnik lub słuchawki, które
R2
zapewne znajdziesz gdzieś pod ręką.
10k
Pierwszy stopień z tranzystorem T1
*á
pracuje w układzie ze wspólną bazą
JáRĞQLN
(OB), a tranzystor T2 – w układzie OXEVáXFKDZNL
OE. W tej wersji nie dodaliśmy na
R4
47k
wy
R5
1k
R8
T3
100k BC548
Rys. 19
Fot. 20
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h
PKE
Wykład 9
+UZAS
+UZAS
wyjściu wtórnika – bufora, czyli układu
c)
b)
ze wspólnym kolektorem. Wzmocnienie a)
R1
R1
R3
możesz regulować, zmieniając wartość
R1
C1
C1
R7 (10Ω...2,2kΩ). Tranzystor T3 jest
C1
T1
prostym monitorem – dioda LED powinC2
na błyskać przy głośnych dźwiękach.
R3
OC – wzmacniacz ze wspólnym
C2
C3
I = const
kolektorem. Układ ze wspólnym kolekR2
Uwe
C2
torem już w zasadzie omówiliśmy Uwe
Uwe
Uwy
w wykładzie 4, gdzie analizowaliśmy
RE
Uwy
Uwy
R2
R2
RE
różne wtórniki – bufory. Rysunek 21a
pokazuje ideę i praktyczną realizację
zmiennoprądowego wzmacniacza ze Rys. 21
b)
wspólnym kolektorem, który wpraw- RO mają duże znaczenie np. a)
R5
R4
dzie nie wzmacnia napięcia, ale niejako przy łączeniu kaskadowym
R1
C2
C2
R6
wy
wzmacnia prąd i ma dużą oporność wej- (nie kaskodowym) kilku
ściową. Jeszcze większą oporność ma stopni, jak ilustruje rysunek
R1
T2
wy
T2
wtórnik z układem Darlingtona i z „pod- 25a, ponieważ rezystancja
OB
OB
C3
ciąganiem” (bootstrap) według rysunku wejściowa obciąża wyjście
T1
R2
21b. Spotykana jest też ulepszona wersja poprzedniego stopnia. TwoOE
T1
R4
wtórnika ze źródłem (lustrem) prądowym rzą się dzielniki, zmniejC4
C1
OE
w roli rezystancji RE – rysunek 21c.
szające sygnał – rysunek
R3
C1
Inne konfiguracje. Połączenie ukła- 25b. Tylko w urządzeniach we
R2
częstotliwości
du OE i OB według rysunku 22 daje wysokiej
we
R6
tak zwany wzmacniacz kaskodowy (nie (radiowych) rezystancja wyjR7
mylić z kaskadowym), stosowany głów- ściowa powinna być równa
R3 R5
C4
C3
nie w układach wysokonapięciowych oraz wejściowej, by uzyskać tak
w urządzeniach wysokiej częstotliwości – zwane dopasowanie falowe. Rys. 22
radiowych. Tranzystor T1 pracuje w ukła- Natomiast w pozostałych
powinna być jak najmniejsza, a oporność
dzie OE, a T2 – OB. Natomiast połączenie układach, w tym w urządzeniach audio, wejściowa RI – jak największa.
układu OC z układem OB daje... znaną oporność (rezystancja) wyjściowa RO
Niestety różnie z bywa. Wtórnik,
nam już parę różnicową z pojedynczym
układ ze wspólnym kolektorem, ma dużą
+UZAS
wyjściem – rysunek 23.
rezystancję wejściową i małą wyjściową,
Rys. 24
Problem oporności
R1
Często mówimy o oporności
wejściowej czy wyjściowej.
W baterii nie ma wewnątrz A
rezystora, a mówimy o rezyC1
stancji wewnętrznej (patrz
wykład 8, rysunek 1). Takie
R2
podejście znakomicie ułatwia
zrozumienie zachowania baterii „w kontaktach
B
zewnętrznych” oraz obliczenia. Dokładnie tak samo jest z układami
elektronicznymi. Często nie interesują
nas wszystkie szczegóły, tylko zachowanie tego układu przy „kontaktach
zewnętrznych”, co ułatwia obliczenia.
Dlatego często traktujemy układ jak pełniącą dane funkcje „czarną skrzynkę”
i interesuje nas tylko, jak zachowuje się
wejście układu, a jak jego wyjście. Jeżeli
jakiś układ ma wejście, to interesuje nas
oporność tego wejścia (oporność widziana od strony wejścia). W przypadku
wzmacniaczy, mikrofonów, generatorów,
itp., zachowanie ich wyjść jest bardzo
podobne do zachowania baterii. Schemat
zastępczy wzmacniacza tranzystorowego dla przebiegów zmiennych można
narysować jak na rysunku 24. Rezystancje wejściowa RI oraz wyjściowa
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h
R2
rezystancja rezystancja
ZHMĞFLRZD Z\MĞFLRZD
C2
Rys. 23
RC
C
A
C
RI
T1
R5
OC
RO
RC
+
G
RE
OB
=
R4
B
C3
D
RE
D
ĨUyGáRQDSLĊFLD
Z]PRFQLHQLHV\JQDáX
a)
Rys. 25
+
+
b)
7
PKE
Wykład 9
torze...
źródło
+UZAS
c)
b)
prądowe,
które a)
RI
RC
ma ogromną rezyrezystancja
RB1
T
ZHMĞFLRZD
stancję dynamiczwzmacniacza OE
ną, na przykład
RT
według rysunku
T
28a. W układach
OE i OB tego
RE
RE
nie robimy, ale
RZ
RB1 RB2
RB1 RB2
RB2
ogromne wzmocnienie napięciowe
RZ =E* (RT +RE)
dla przebiegów zmiennych
wzmacniacz OE
możemy uzyskać
w układzie pary Rys. 26
+UZAS
RO RC
różnicowej według rysunku
RC
28b. Tego rodzaju wyjście ma RB1
jednak ogromną rezystancję
wyjściową. W praktyce problem
RO
T1
likwidujemy, dodając wtórnik
RL
C2
(układ OC), który z natury ma
G
C1
dużą rezystancję wejściową –
RE
przykłady na rysunku 29.
RL
RB2
Sygnalizuję Ci tu w dużym
Rys. 27
skrócie bardzo ważne zagadnienia. Nie przejmuj się, jeśli na razie Rys. 28
nie wszystko rozumiesz. Wystarczy, że
a)
b)
zapamiętasz podstawowe informacje
o prostych układach wzmacniających
i z powodzeniem je zrealizujesz. A na
wy
zakończenie tego wykładu jeszcze pożywy
teczna propozycja układowa.
Przedwzmacniacz. Uniwersalny
przedwzmacniacz dla małych sygnałów zmiennych (mikrofonowy) możesz we
RE
RE
zbudować według rysunku 30 i fotografii 31. Taki przedwzmacniacz jest
prostszy i ma parametry lepsze
niż układy z rysunków 16 i 19, Fot. 31
Rys. 29 a to dzięki objęciu obu
stopni wzmocnienia glob)
balnym ujemnym sprzężeniem zwrotnym, które to
OXVWUR
sprzężenie, wbrew obieSUąGRZH
OC
gowym opiniom, jest jak
Z\
Z\
najbardziej pożyteczne.
para
UyĪQLFRZD
Bez ujemnego sprzężenia
zwrotnego układ miałby
ogromne wzmocnienie.
Bardzo silne sprzężenie
zwrotne dla prądu stałego
i przebiegów wolnozmiennych realizuje rezystor R4
Rys. 30
+UZAS
7V...12V – dla takich sygnałów wzmocnienie byłoby równe jedności.
R3
10k
Natomiast dla sygnałów akustyczT2
nych reaktancja pojemnościowa
BC558
kondensatora C2 jest bardzo mała
C4 100PF
i dla takich sygnałów wzmocnieT1
C3 10PF
BC558
nie wyznaczone jest przez stosu+
nek rezystancji R4/R5. Aby ustaR4
wić wzmocnienie według potrzeb,
10k
wy należy dobrać wartość rezystora R5
w zakresie 22Ω do 1kΩ.
ale nie wzmacnia napięcia sygnału. Natomiast wzmacniacze OE, a tym bardziej
OB mają stosunkowo małą rezystancję
wejściową i stosunkowo dużą wyjściową.
W układzie OE zwiększanie rezystancji
emiterowej RE korzystnie zwiększa rezystancję wejściową – Jak pokazuje rysunek 26, rezystancja wejściowa samego
tranzystora dla małych przebiegów zmiennych jest równa sumie rezystancji RT+RE
pomnożonej przez wzmocnienie prądowe
(w uproszczeniu β, ściślej przez małosygnałowe wzmocnienie zmiennoprądowe,
oznaczane h21), ale do tego dochodzą dołączone równolegle rezystancje RB1, RB2.
Dla przebiegów zmiennych wszystkie te
rezystancje są połączone równolegle, co
sygnalizował już rysunek 7c.
Jeszcze dziwniej jest z obwodem wyjściowym. Wcześniej cieszyliśmy się, że
prąd kolektora nie zależy od napięcia na
kolektorze i że obwód kolektora zachowuje się jak źródło prądowe. Z jednej
strony to bardzo dobrze, ale jednocześnie oznacza to, że duże zmiany napięcia powodują znikome zmiany prądu,
więc obwód kolektorowy tranzystora
„sam z siebie” ma ogromną rezystancję
wewnętrzną (dynamiczną). Dlatego we
wzmacniaczach OE i OB rezystancja
wyjściowa RO jest praktycznie równa
wartości rezystora kolektorowego RC –
rysunek 27. Jeśli chcemy uzyskać dużą
wartość wzmocnienia napięciowego, to
chcielibyśmy zastosować jak największą
wartość RC (patrz wcześniejszy rysunek
15). Bardzo duże wzmocnienie napięciowe uzyskalibyśmy, włączając w kolek-
a)
OC
OE
ZH
C5 100PF
+
+
R9
4,7k
R8
2,2k
R1
100k
R2
_ 100k
M
8
C2
100PF
R5
100:
(22:-1k)
+
C1
100nF
+
R6
2,2k
R7
47k
Piotr Górecki
E l e k t r o n i k a d l a Ws z y s t k i c h