4d i 2003 oraz szeregowe
Transkrypt
4d i 2003 oraz szeregowe
1 Horowitz, H.Hill, Sztuka elektroniki, WKŁ 2004 Tietze, Ch.Schenk, Układy półprzewodnikowe, WNT 2008 Kuta, Elementy i układy elektroniczne, AGH 2000 Nosal, J. Baranowski, Układy elektroniczne cz.I, WNT 2003 Baranowski, G. Czajkowski; Układy elektroniczne cz.II, WNT 2004 Guziński, Liniowe elektroniczne układy analogowe. WNT 1993 http://www.edw.com.pl 2 1. WYKŁAD 1 – Elementy bierne elektroniki 1.1. Rezystor 1.1.1. Rezystor – podział 1.1.2. Rezystor – parametry 1.1.3. Rezystor – model 1.2. Kondensator 1.2.1. Kondensator – parametry 1.2.2. Kondensator – model 1.3. Cewka (indukcyjność) 1.3.1. Cewka – model 3 2. WYKŁAD 2 – Dioda półprzewodnikowa 2.1. Złącze p-n 2.2. Polaryzacja złącza p-n 2.3. Charakterystyka złącza p-n 2.4. Dioda 2.5. Dioda – model 2.6. Dioda – model dynamiczny 2.7. Dioda – model małosygnałowy 2.8. Rezystancja dynamiczna diody 2.9. Parametry katalogowe diody 2.10. Recover time (czas wyłączania) 2.11. Dioda prostownicza 2.12. Dioda stabilizacyjna 2.13. Dioda impulsowa (przełączana) 2.14. Dioda pojemnościowa 2.15. Dioda tunelowa 4 3. WYKŁAD 3 – Prostowniki małej mocy 3.1. Wartość skuteczna sygnału 3.2. Wartość średnia sygnału 3.3. Transformator – parametry 3.4. Transformator – przykład 3.5. Transformator – model 3.6. Transformator – model uproszczony 3.7. Układy prostownicze 3.8. Prostownik jednopołówkowy (1D) 3.9. Prostownik dwupołówkowy (2D) 3.10. Prostownik dwupołówkowy (4D) Greatz 3.11. Prostownik jednopołówkowy – obc. R 3.12. Prostownik dwupołówkowy – obc. R 3.13. Prostownik jendopołówkowy – filtr C 5 3.14. Prostownik jednopołówkowy – zależności 3.15. ID SURAGE 3.16. Prostownik dwupołówkowy – filtr C 3.17. Prostownik dwupołówkowy - zależności 3.18. Wpływ C filtrującej 3.19. Projektowanie graficzne prostownika – diagramy Schade’go 3.20. Symetryczny podwajacz napięcia (Delona) 3.21. Niesymetryczny podwajacz napięcia (Villarda) 6 4. WYKŁAD 4 – Stabilizatory 4.1. Stabilizator napięcia i prądu 4.2. Parametry stabilizatorów liniowych 4.3. Parametry stabilizatorów napięcia 4.4. Parametry stabilizatorów prądu 4.5. Stabilizatory parametryczne 4.6. Parametry diody Zenera 4.7. Zasilacz z diodą Zenera 4.8. Stabilizator wtónikowy 4.9. Stabilizatory kompensacyjne 4.10. Stabilizator szeregowy 4.11. Typowe układy zabezpieczeń 4.12. Stabilizatory o stałym napięciu 4.13. Stabilizatory o nastawnym napięciu 4.14. Stabilizatory o nastawnym napięciu i prądzie 7 5. WYKŁAD 5 – Tranzystor 5.1. Tranzystor bipolarny 5.2. Tranzystor bipolarny – polaryzacja 5.3. Tranzystor bipolarny – charakterystyki 5.4. Stałoprądowy model Ebersa-Molla 5.5. Punkt pracy tranzystora 5.6. Małosygnałowy model „hybryd ” 5.7. Częstotliwości graniczne 5.8. Parametry graniczne 5.9. Typowe dane katalogowe 5.10 . Tranzystor polowy 5.11. JFET z kanałem „n” 5.12. JFET z kanałem „p” 5.13. JFET - model małosygnałowy 5.14. MOSFET z kanałem „n” 5.15. MOSFET z kanałem „p” 5.16. MOSFET – model małosygnałowy 5.17. Typowe dane katalogowe 8 6. WYKŁAD 6 – Układy zasilania tranzystorów 6.1. Punkt pracy tranzystora bipolarnego 6.2. Punkt pracy tranzystora unipolarnego 6.3. Dopuszczalny obszar pracy – tranzystor bipolarny 6.4. Dopuszczalny obszar pracy – tranzystor unipolarny 6.5. Dobór punktu pracy 6.6. Proste pracy 6.7. Stabilność punktu pracy 6.8. Układ ze stałym prądem bazy 6.9. Układ ze stałym prądem emitera 6.10. Układ ze sprzężeniem kolektorowym 6.11. Układ potencjometryczny ze sprzężeniem emiterowym 6.12. Układy zasilania 9 7. WYKŁAD 7 – Podstawowe konfiguracje wzmacniaczy tranzystorowych 7.1. Klasyfikacja wzmacniaczy 7.2. Podstawowe konfiguracje 7.3. Charakterystyka amplitudowa wzmacniacza RC 7.4. Parametry robocze – WE 7.5. Parametry robocze – WK 7.6. Parametry robocze – WB 7.7. Parametry robocze – porównanie 7.8. Górna częstotliwość graniczna – WE 7.9. Górna częstotliwość graniczna – WK 7.10. Górna częstotliwość graniczna – WB 7.11. Dolna częstotliwość graniczna – WE 7.12. Dolna częstotliwość graniczna – WK 7.13. Dolna częstotliwość graniczna – WB 7.14. Dolna częstotliwość graniczna 10 8. WYKŁAD 8 – Wzmacniacze prądu stałego 8.1. Układ Darlingtona 8.2. Układ kaskody 8.3. Układ WK – WB 8.4. Wzmacniacze prądu stałego 8.5. Wzmacniacz różnicowy 8.6. WR – symetryczny 8.7. WR – niesymetryczny 8.8. WR – prądowa ch-ka przejściowa 8.9. WR – napięciowa ch-ka przejściowa 8.10. WR – poszerzenie zakresu liniowej pracy 8.11. Źródło prądowe z potencjometrycznym zasilaniem bazy 8.12. Lustro prądowe 8.13. WR – zwiększenie KUR 8.14. WR – zwiększenie KUR i zmniejszenie KUS 11 9. WYKŁAD 9 – Wzmacniacz operacyjny 9.1. Wprowadzenie 9.2. Sterowanie różnicowe WO 9.3. Napięciowa ch-ka przejściowa 9.4. Sterowanie sumacyjne WO 9.5. Współczynnik CMRR 9.6. Wejściowy prąd polaryzacji 9.7. Rezystancja wejściowa 9.8. Rezystancja wyjściowa 9.9. Szybkość narastania UWY – współczynnik slew rate 9.10. Idealny WO 9.11. WO - przykłady 12 10. WYKŁAD 10 – WO – zastosowania liniowe 10.1. Wzmacniacz odwracający 10.2. Wzmacniacz nieodwracający 10.3. Wtórnik napięciowy 10.4. Sumator odwracający 10.5. Wzmacniacz różnicowy 10.6. Integrator – analiza w funkcji czasu 10.7. Integrator – analiza w funkcji częstotliwości 10.8. Integrator stratny 10.9. Układ różniczkujący – analiza w funkcji czasu 10.10. Układ różniczkujący – analiza w funkcji częstotliwości 10.11. Układ różniczkujący – regulatory 10.12. Układ różniczkujący – zmodyfikowany 10.13. Przesuwnik fazy 10.14. Przetwornik prąd – napięcie 10.15. Przetwornik napięcie – prąd 13 11. WYKŁAD 11 – WO – zastosowania nieliniowe 11.1. Układ logarytmujący 11.2. Układ wykładniczy 11.3. Ogranicznik napięcia 11.4. Precyzyjny prostownik dwupołówkowy 14 12. WYKŁAD 12 – Filtry aktywne czasu ciągłego i dyskretnego 12.1. Podział filtrów 12.2. Transmitancja filtrów 12.3. Filtry bikwadratowe 12.4. Filtr LP 12.5. Filtr HP 12.6. Filtr BP 12.7. Filtr BR 12.8. Filtry C przełączane 12.9. Filtry C przełączane – symulacja rezystancji 12.10. Filtry C przełączane – integrator odwracający 12.11. Filtry C przełączane – integrator nieodwracający 12.12. Filtry C przełączane – II rzędu 15 13. WYKŁAD 13 – Klucze analogowe 13.1. Wprowadzenie 13.2. Klucz idealny 13.3. Klucz rzeczywisty 13.4. Parametry kluczy 13.5. Tranzystor bipolarny jako klucz 13.6. Tranzystor MOSFET jako klucz 13.7. Tranzystor MOSFET jako klucz CMOS 13.8. Bramki logiczne 13.9. Bramki logiczne – parametry 13.10. Bramki logiczne – CMOS – TTL 16 14. WYKŁAD 14 – Przerzutniki 14.1. Rodzaje przerzutników 14.2. Przerzutnik bistabilny – symetryczny 14.3. Przerzutnik bistabilny – Schmitta 14.4. Przerzutnik monostabilny 14.5. Przerzutnik astabilny 14.6. Układ „555” 14.7. Układ „555” – budowa 14.8. Układ „555” – przerzutnik monostabilny 14.9. Układ „555” – przerzutnik astabilny 17 15. WYKŁAD 15 – Generatory 15.1. Wprowadzenie 15.2. Podział generatorów 15.3. Parametry generowanego sygnału 15.4. Zasada działania 15.5. Obwody rezonansowe 15.6. Generatory LC 15.7. Generatory LC – rodzaje 15.8. Generatory LC – Hartley 15.9. Generatory LC – Colpitts 15.10. Generatory LC – Meissner 15.11. Generatory LC – Clappa 18 15.12. Rezonator kwarcowy 15.13. Rezonator kwarcowy – model 15.14. Rezonator kwarcowy – rezonanse 15.15. Rezonator kwarcowy – strojenie 15.16. Generator Colpittsa – Pierce’a 15.17. Generator drgań o częstotliwości ponadpodstawowej 15.18. Generatory RC 15.19. Generatory RC – mostek Wiena 15.20. generatory funkcyjne 19 Wykład 1 Najprostszy element bierny obwodu elektrycznego (element liniowy). U I U RI Rezystory stałe – elementy o wartości rezystancji ustalonej w procesie wytwarzania i nie podlegającej zmianie w czasie pracy. Rezystory zmienne – elementy charakteryzujące się zmiennością rezystancji: – nastawne – o konstrukcji umożliwiającej płynną, dokonywaną w sposób mechaniczny, zmianę wartości rezystancji w obwodzie (potencjometry), – półprzewodnikowe – (wytwarzane z półprzewodników) o rezystancji zmieniającej się w znacznym przedziale wartości pod wpływem rozmaitych czynników zewnętrznych, są to np. termistory, magnetorezystory, fotorezystory. 21 22 rezystancja (0.1Ω – 10MΩ szeregi E12(10%) i E24(5%) ) moc (1/8 – 5W) maksymalne napięcie (100V – 1000V) stabilność termiczna (10ppm/deg – 500ppm/deg) termistory stabilność czasowa (np. 1%/1000h) indukcyjność pasożytnicza (indukcyjność doprowadzeń 6-8nH) pojemność (0.1pF – 5pF) nieliniowość (R=R(U) rzędu 0.01%/V) 23 C~0,5pF R C~0.5pF L~5-10nH C~0.5pF 24 Zbudowany z dwóch okładek (przewodników) rozdzielonych dielektrykiem du u(t) i (t ) C dt i(t) t u (t ) 1 i (t ) dt u (o) C 0 Podłączenie napięcia do okładek kondensatora powoduje zgromadzenie się na nich ładunku elektrycznego. Po zaniku napięcia, ładunki utrzymują się na okładkach siłami przyciągania elektrostatycznego. Kondensator charakteryzuje pojemność określająca zdolność kondensatora do gromadzenia ładunku: Q C U 25 26 pojemność (0.1pF – 5F; szeregi E6 – E12) napięcie przebicia (5V – 10kV) polaryzacja (dla kondensatorów elektrolitycznych !!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!) rezystancja upływu (0 - 10μA) stratność (rodzaj dielektryka i upływność) rezystancja szeregowa stabilność termiczna (rodzaj dielektryka np. NP0….) prąd maksymalny (szczególnie impulsowy) indukcyjność doprowadzeń 27 R U L C R C ~ 0 . 5 p F S C ~ 0 . 5 p F 28 Element zdolny do gromadzenia energii w wytwarzanym polu magnetycznym t u(t) i (t ) 1 u (t )dt i (0) L 0 i(t) u (t ) L di dt indukcyjność (szereg E12 tylko dla dławików małej dobroci) AL [nH/zw2] - stała rdzenia (L = AL• z2 ) rezystancja szeregowa - dobroć naskórkowość nieliniowość i histereza rdzenia, straty w rdzeniu maksymalny prąd (nasycenie materiału rdzenia – Bmax=0,2 - 1.6T) maksymalne napięcie pracy (przebicie międzyuzwojeniowe) 29 30 31 C~0.5pF C~0.5pF S R L C Wykład 2 W obszarze „P”, wskutek obecności domieszek akceptorowych, koncentracja dziur jest większa od koncentracji elektronów (dziury nośnikami większościowymi). W „N” odwrotnie (większościowe elektrony). Poza warstwą graniczną istnieje stan równowagi między ładunkami domieszek a elektronami i dziurami. Na styku obszarów P i N wskutek dużej różnicy koncentracji ruchomych nośników ładunku następuje dyfuzja nośników większościowych: dziur z P do N, elektronów z N do P. Po przejściu ładunków następuje rekombinacja. Powstaje warstwa zaporowa. 33 Polaryzacja w kierunku przewodzenia (a) U jest przeciwne do UD zatem bariera potencjałów maleje o wartość U, zmniejsza się również szerokość warstwy zaporowej (zaczyna się przechodzenie elektronów z N do P i dziur z P do N). Polaryzacja w kierunku zaporowym (b) wskutek zgodności U z UD bariera potencjałów zwiększa się o U a warstwa zaporowa rozszerza się. Przez złącze płynie niewielki prąd nośników mniejszościowych (wsteczny). 34 ID I g exp UD 2 T 1 I S exp UD 1 T Ig – prąd generacyjnorekombinacyjny (składowa IR) IS – prąd nasycenia (składowa IR) φT – potencjał termiczny elektronów =kT/e=26mV dla T=300K 35 D UD ID ID IS UD exp n T 1 IS – efektywny prąd nasycenia (10-18 10-9A) n – współczynnik niedoskonałości (1 ÷ 2) 36 RU D RS RU rezystancja upływu (rzędu M ) – istotna w kierunku zaporowym RS rezystancja szeregowa (ułamki ) – istotna w kierunku przewodzenia 37 C0 R Przy szybkich zmianach sygnału wymuszającego istotne są pojemności złącza U D RS C0 – pojemność obudowy, Cd – pojemność dyfuzyjna, (stan przewodzenia), Cj Cj – pojemność złączowa (stan zaporowy) Cd Dla ωτt <<1 Cd ID t n T τt – czas „przejścia” (życia nośników mniejszościowych) n - wsp. niedoskonałości 38 Model małosygnałowy można uzyskać linearyzując model dynamiczny – należy uwzględnić rezystancję dynamiczną punkt pracy Q I Q I (t ) IQ I Q i sin( t ) U UQ rd U (t ) U Q u sin( t ) dU dI u i 39 dU dI rd rd dU D dI D n I D IQ ID u i T Is n T ID np. dla ID = 1 mA, n = 1 rd 25mV 1mA 25 40 • IF - prąd przewodzenia • • • • F – forward - przewodzenia AV(M)- average -średni (maksymalny) RMS – real mean square – skuteczny SM – surge maximum - impulsowy maksymalny (niepowtarzalny) • UF - napięcie przewodzenia • IR – prąd wsteczny • R(M) – reverse (maximum) - wsteczny (maksymalny) • UR – napięcie wsteczne • • RRM – repetitive reverse maximum SM – surge maximum - impulsowy maksymalny (niepowtarzalny) 41 Symbol URRM [V] IR [uA] UF [V] IF [A] UFM IFSM [V] [A] trr [ns] C[pF] URRM zastosowanie 1N4002 100 50 0.9 1 2.3 25 3500 15 Dioda prostownicza 1A 1N4007 1000 50 0.9 1 2.3 25 5000 15 Dioda prostownicza 1A – 1000V BA159 1000 5 1.3 1 1.8 20 500 12/4V Szybka prostownicza 1N4148 75 25n 1 0.1 4A/1us 4 0.8 Szybka przełączana 1N5819 40 1m 0.4 1 1.2 25 ? 40 Prostownicza Shottky BAT 43 30 100 0.3 0.002 1 0.2 5 5 Shottky SDT06S60 Silicon-carbide 600 200 1.7 6 21.5 00 15 Szybka, wysokonapięciowa, mocy; Shottky DSEP12-12A 1200 100 2.7 15 90 40 ? Szybka, wysokonapięciowa, mocy 42 ID E UD D R U~ID 43 Przeznaczone do pracy w układach zasilających. - ogólnego przeznaczenia (np. 50Hz) - szybkie o krótkim trr do pracy w zasilaczach impulsowych Parametry: I0 – max średni prąd przewodzenia (prąd znamionowy w kierunku przewodzenia) URRM – szczytowe napięcie wsteczne diody 44 Stabilistor lub dioda Zenera – umożliwia stabilizację napięcia prądu stałego. 45 • • • • Napięcie Zenera (3V3 ÷ 30V; 200V ÷ 240V) Prąd minimalny (3 ÷ 5 mA) Moc (1 – 10W) Rezystancja dynamiczna (10 ÷ 300Ω) – Minimalna dla Uz=7V5 • Współczynnik temperaturowy (-5÷+15%/K) – Zerowy dla UZ≈5V1 46 Dioda charakteryzująca polaryzacji. Najważniejszy parametr charakterystyki wstecznej. się bardzo trr. szybką Nazywany zmianą warunków czasem ustalania Im większy IF tym większy ładunek zgromadzony w złączu PN i dłuższy czas trr. Skrócenie czasu przez zwiększenie prądu rozładowania IR – szybciej usuwany ładunek ze złącza. Istotna także pojemność C przy napięciu wstecznym Im mniejsza C tym wiesza szybkość przełączania. URRM. 47 Zastosowania, w których wykorzystuje się zjawisko zmian pojemności warstwy zaporowej złącza PN pod wpływem napięcia polaryzacji. Cj C j (U D 1 UD 0) m Vj Warikap (VARIable CAPacitance) – dioda o zmiennej pojemności do przestrajania obwodów rezonansowych (BB113,109,105) Waraktor (VARiable reACTOR) – dioda o zmiennej reaktancji – element nieliniowy stosowany w mikrofalach Dioda o cienkiej (ok.10nm) warstwie zaporowej uzyskiwanej wskutek silnego domieszkowania złącza PN – możliwe są tunelowe przejścia nośników między pasmami walencyjnym i przewodnictwa. Podstawowe zastosowanie – generatory i wzmacniacze mikrofalowe (300MHz – kilkaset GHz) 49 Wykład 3 Wartość skuteczna sygnału (RMS – Root Mean Square) T urms 1 2 u t dt T o 2 u t uamplit 2 51 T 1 u t dt T uav t 0 ut 1 T av T u t dt 0 dla sin urms 2 2 ut ut av av Um T 1,11u t T sin t dt 2 Um 0 av 52 • • • • • • • • Moc (jednofazowe do 3kW) Znamionowe napięcie wejściowe (np. 230V 10%) Częstotliwość pracy (np. 50Hz) Napięcie i prąd wtórny (lub przekładnia) Prąd biegu jałowego Napięcie izolacji Ciężar, wymiary Temperatura pracy 53 54 Rezystancja uz. pierwotnego Transformator rzeczywisty Transformator idealny Ind. rozproszenia Ind. rozproszenia uz. pierwotnego uz. wtórnego n:1 n:1 Pojemność uz. wtórnego Pojemność uz. pierwotnego Rezystancja strat rdzenia Ind. Główna transformatora Rezystancja uz. wtórnego Pojemność międzyuzwojeniowa 55 Ind. rozproszenia Transformator idealny n:1 uz. wtórnego i pierwotnego Ind. główna transformatora Rezystancja uz. wtórnego i pierwotnego n 2 Ruz.wtórnego n:1 Rszeregowe Ruz. pierwotnego U sk 230V 10% 10% U sk .sieci U (t ) n 2 sin( t ) : 1 n : 1 n:1 n:1 n 58 n:1 n:1 59 n:1 n:1 n:1 n:1 60 n:1 n:1 61 D Tr ~ 230 V 50 Hz U2 I0 Średnie napięcie obciążenia: + U0 R0 U 0 AV 2 U 2 RMS – Skuteczne napięcie obciążenia: U 0 RMS U 2 RMS 2 I0 , U0 Średni prąd obciążenia: I 0 AV U 0 AV R0 62 D1 Tr I0 U2 ~ 230 V 50 Hz + U0 Średnie napięcie obciążenia: R0 U2 D2 U 0 AV – 2 2 U 2 RMS Tr D1 ~ 230 V 50 Hz D2 U2 D3 D4 I0 Skuteczne napięcie obciążenia: + U0 – I0 , U0 R0 U 0 RMS U 2 RMS Średni prąd obciążenia: I 0 AV U 0 AV R0 63 RS ~ E2 D U2 I0 + + C1 C2 U0 R0 – - C zostaje naładowany do U20MAX – UD URRM = 2 U20MAX - po załączeniu R0 – C rozładowuje się - gdy U2 > U0 + UD – C znowu zostanie doładowany do U0 zależnego od RS 64 Średnie napięcie wyjściowe biegu jałowego (prostownik bez obciążenia): U 00 AV U 20 MAX U D Średnie napięcie wyjściowe przy obciążeniu R0 : U 0 AV U 00 AV 1 RS R0 Międzyszczytowe napięcie tętnień: I 0 AV 1 Cf U 0 RIP ( PP) 4 RS R0 Minimalne napięcie wyjściowe: U 0MIN U 0 AV 2 U 0 RIP( PP) 3 65 Max napięcie wsteczne diody: U RRM 2U 20 MAX Średni prąd przewodzenia diody prostowniczej: I DAV I 0 AV Powtarzalna wartość szczytowa prądu diod: I DMAX U 00 AV RS R0 Max prąd diody przy załączaniu (inrush or input surge current): I DSURAGE U 00 AV RS I DSURAGE U 00 AV RS 67 D1 RS ~ E2 ~ E2 RS U2 I0 + C1 + C2 U 0 U 2 D2 – Prostowanie jednopołówkowe dwu napięć o przeciwnych fazach Prąd ID płynie zawsze przez jedną D (strata napięcia tylko na 1D) Podwójna RS – większy spadek napięcia na Tr Układ korzystny przy małych U0 , przy większych, mostek. R0 Średnie napięcie wyjściowe biegu jałowego (prostownik bez obciążenia): 2D U 00 AV U 20 MAX U D 4D U 00 AV U 20 MAX 2U D Średnie napięcie wyjściowe przy obciążeniu R0 : U 0 AV U 00 AV 1 RS 2 R0 Międzyszczytowe napięcie tętnień: I 0 AV 1 2Cf U 0 RIP ( PP) 4 RS 2 R0 Minimalne napięcie wyjściowe: U 0MIN U 0 AV 2 U 0 RIP( PP) 3 69 Max napięcie wsteczne diody: 2D U RRM 2U 20 MAX 4D U RRM U 20 MAX Średni prąd przewodzenia diody prostowniczej: I DAV 1 I 0 AV 2 Powtarzalna wartość szczytowa prądu diod: I DMAX U 00 AV 2 RS R0 Max prąd diody przy załączaniu (inrush or input surge current): I DSURAGE U 00 AV RS Gdy C rośnie •Maleją tętnienia ~1/fCR0 !!!! •Maleje czas przewodzenia D • Rośnie prąd szczytowy diody • Rośnie prąd skuteczny diody i transformatora (grzanie!) 71 I 0 AV 1A 1A T I 0 RMS 1 2 i (t )dt 1A T 0 2A I 0 AV 1A 1A T I 0 RMS 1 2 i (t )dt T 2A 0 4A I 0 AV 1A T T 1A I 0 RMS 1 2 i (t )dt T 0 4A Współczynnik szczytu prądu diody (CF – crest factor): CF I DMAX I DRMS Współczynnik kształtu prądu diody (FF – form factor): FF I DRMS I D AV 73 RS Esk C R0 C 74 RS Esk C Emax C R0 Emax 2Emax 75 Wykład 4 76 Napięcie Io niestabilizowane E(t) STABILIZATOR Uo Napięcie / prąd stabilizowany 77 NAPIĘCIA PRĄDU 78 Niestabilność od obciążenia Niestabilność długoterminowa (dynamiczna rezystancja wyjściowa) Uo Uo E E Uo Io Io Niestabilność od nap. zasilania Uo T T Uo t t Niestabilność od temperatury 79 Niestabilność od obciążenia Niestabilność długoterminowa (dynamiczna kondunktancja wyjściowa) Io Io E E Io Uo Uo Niestabilność od nap. zasilania Io T T Io t t Niestabilność od temperatury 80 81 Uo E E Uo Uo rz rz RS Wymagane duże RS, a więc duże E-Uo Uo Io Io Uo T T E rz I o (TWU Z )U Z T Uo t t UZ t t Stabilność czasowa UZ,=10-3 10-5 [1/1000h] 82 RS E(t) I0 IZ - Wymagana duża różnica E-Uo (wtedy RS jest dostatecznie duże i stabilizacja skuteczna) - Duże straty mocy Pstrat= (E-Uo)(IZ+Io) +UZIZ - Mała wydajność prądowa (IZmax - związane z mocą diody) - Słaba stabilność temperaturowa 83 IC UI ID+IB RS I0=IE IB ID U0 R0 DZ Przez tranzystor (wtórnik napięciowy) płynie cały prąd obciążenia (przez RS płynie niewielki prąd porównywalny z IB) . U0 = UZ – UBE Ponieważ UBE zależy od I0 stabilizacja napięcia jest nieco grosza. RS może przyjmować duże wartości 84 Zawierają element regulacyjny, którego działanie zależy od sygnału doprowadzonego z układu sterującego. Jakakolwiek zmiana wielkości wyjściowej jest kompensowana przez układ sterujący – w wyniku wyjście utrzymywane na stałym poziomie. Podział: - stabilizatory o pracy ciągłej – najlepsza stabilizacja wielkości wyjściowej; - stabilizatory o pracy impulsowej – największa sprawność. 85 element regulacyjny U O U REF R3 R1 1 R2 R1 +EZ + UI - U0 UO -EZ 1 k R2 DZ 1 UI R2 0 R1 R2 dla k źródło odniesienia układ sterujący (wzmacniacz błędu) element pomiarowy 86 R3 R1 +EZ + UI DZ U0 -EZ R2 Układ porównuje stabilizowane napięcie (U0) – zwykle jako jego części (UR2) z wzorcowym napięciem odniesienia (np. UZ) i wysterowaniu elementu regulacyjnego w taki sposób by zmiana napięcia na nim (wskutek zmiany rezystancji) przeciwdziała zmianom U0. 87 Zab.termiczne Zab.przed wstecznym napięciem na wyjściu Zab.przed ujemnym napięciem Zab. przepięciowe i przeciwnej polaryzacji na wyjściu 88 78xxx ΔU +E 1 Vin Vout GND 2 3 Uo UO[V]=(XX) 3,3 5 5,2 6 8 8,5 9 12 15 18 24 89 79xxx ΔU -E 2 Vin Vout GND 1 3 -Uo UO[V]=(XX) -5 -6 -9 -12 -15 -18 -24 90 UO 51 R2 R1 [V ] I SP R2 +E 1 Vin Vout 3 7805 GND R1 5V 2 Isp R2 91 LM317 UO +E 1 Vin Vout GND 3 R1 2 50 100μA 1,245V UO 1.25 1 R2 R1 [V ] R2 92 LM337 -UO -E 1 Vin Vout GND 3 R1 2 50 100μA 1,245V UO 1.25 1 R2 R1 [V ] R2 93 RImax +E 1 Vin Vout Imax GND 3 Ref Uo 5 I O max 0,4 0,5 [ A] RIm ax 2 R1 2,7V 4 R2 UO 2,7 1 R2 R1 [V ] 94 Wykład 5 95 96 Złącze E-B w kier przewodz. (z E do B wstrzykiwane elektrony) Elektrony po przejściu przez B dostają się do warstwy zaporowej B-C, z której wyciągane są przez istniejący potencjał + w kierunku C. Strumień elektronów wstrzykiwanych do bazy stanowi prąd emitera IE w obwodzie wejściowym, a strumień elektronów odbieranych przez C – IC. w obwodzie wyjściowym. Współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora: I C IB 97 Współczynnik równy 1, gdyż oba strumienie elektronów są równe sobie. Jeśli w obwodzie wej. umieścimy źródło sterowane, w obwodzie wyjściowym R0, to ze względu na dużo większą rezystancję spolaryzowanego zaporowo B-C niż E-B (w kier. przewodzenia), zmiany IE spowodują znaczne większe zmiany napięcia na złączu B-C niż E-B, zatem moc na na R0 znacznie większa od mocy dostarczanej do obw.wej. – efekt WZMOCNIENIE! 98 n–p–n C C B B n p n IB UBE - B B C p n p IC C IB UCE UBE + C B E E E B E + B C C C E E + p–n–p E IC - B + UCE E 99 Tranzystor traktujemy jako czwórnik o czterech parametrach: IWE Wyznaczamy charakterystyki: U WE f IWE U WE f U WY IWY f IWE IWY f U WY U WY const IWY const U WY const IWE const UWE IWY UWY - wejściowe - zwrotne napięciowe - przejściowe prądowe - wyjściowe 100 WE C IC IB + UBE - UWE U WE f IWE U WE f U WY IWY f IWE IWY f U WY + B U WY const IWY const U WY const IWE const - UCE E f IWE UWY const - wejściowe - zwrotne napięciowe - przejściowe prądowe - wyjściowe C prąd diody emiterowej (aktywny zakres pracy normalnej tranzystora UBE>0,3V i UBC<<0) IC UBC B I N N IB II IN I I I UBE E IN I ES exp U BE 1 T prąd diody kolektorowej (aktywny zakres pracy inwersyjnej tranzystora UBE<<0 i UBC>0,3V) U I I I CS exp BC 1 IE T IES – rewersyjny prąd nasycenia złącza emiterowego przy zwartym złączu kolektorowym UBC=0 ICS – rewersyjny prąd nasycenia złącza kolektorowego przy zwartym złączu emiterowym UBE=0 N – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora dla WB przy aktywnej pracy normalnej N – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora dla WE przy aktywnej pracy normalnej I – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora dla WB przy aktywnej pracy inwersyjnej N IC IE N N 1 N IC IB N 1 N 102 Dla stanu aktywnej pracy możemy zapisać: U I N I ES exp BE T stąd otrzymujemy: IE IC IB IN N IN IE IC 1 N IN zatem uproszczony model E – M dla stanu aktywnej pracy normalnej tranzystora : B UBE E IB IC IB C UCE E 103 Linearyzacja diody w punkcie pracy Q IBQ B ICQ gbe UBE UBEQ I BQ E g be C UCE E dI E dU BE U BEQ 0 U BE U BEQ 104 IC IB IBQ Q UBEQ ICQ UBE Q UCEQ UCE 105 gb'c B ib rbb' cb'c B' ic C transkonuktancja (nie zależy od indywidualnych właściwości tranzystora I gm ub'e gb'e cb'e gmub'e gce T dic dub 'e CQ uce const T – potencjał termiczny elektronu 26mV konuktancja wyjściowa E E rbb’ – rezystancja rozproszenia bazy (rezystancja między zaciskiem zewnętrznym B a bazą „wewnętrzną” ~ 100 ) g ce g b 'e I CQ ub 'e const U EY U CEQ konuktancja wejściowa g b 'e Cb 'e Cb 'c duce dic gm dub 'e dib gm I CQ uce const T transkonduktancja zwrotna T g b 'c dib duce g ce ub 'e const I CQ U EY U CEQ 0 106 IC nachylenie gce UEY UCE npn ~ (80-200) V pnp ~ (40-150) V 107 Częstotliwości graniczne tranzystora - (wyznaczane ze współczynnika obwodu kolektora) ib rbb' cb'c B' B przy zwarciu ic C ub'e gb'e cb'e gmub'e E E j ic ib uce 0 g mub 'e j ib j 1 j gm g b 'e cb 'e cb 'c g b 'e 108 gdy [dB] 0 0 j gdy to gm g b 'e 0 3dB j g b 'e cb 'e cb 'c przy 0 1 j częstotliwość graniczna 0 gdy j j cb'e cb'c gm cb 'e cb 'c gb'e f 2 max częstotliwość przenoszenia fT gm 2 cb 'e cb 'c T f 0 f 109 UCBOmax – max dopuszczalne nap. C-B UCEOmax – max dopuszczalne nap. C-E dla IB =0 (ok. ½ UCBOmax) UCER - UCEOmax przy włączonym R pomiędzy B-E UCES - UCEOmax przy włączonym R=0 pomiędzy B-E 110 BC237B (tr npn małej mocy) BD249A (tr npn dużej mocy) Parametry graniczne Napięcie C-E UCE0 max Prąd C IC max Napięcie E-B UEB0 max Prąd B IB max Moc strat Ptot 45 V 60 V 100 mA 25 A 6V 5V 50 mA 5A 300 mW 125 W Parametry Prąd zerowy C ICB0 0,2 nA 0,5mA Pojemność złącza C-B Cc 3 pF 500 pF Pojemność złącza E-B Ce 8 pF Parametry zależne od ICQ Napięcie B-E UBE 0,6 V (ICQ = 1mA) 0,8 V (ICQ = 1A) Napięcie nasycenia UCEsat 60 mV (ICQ = 1mA) 200 mV (ICQ = 1A) 240 ... 500 (ICQ = 1mA) 40 ... 180 (ICQ = 1mA) 100 MHz 3 MHz Wsp.wzmoc.prądowego Pole wzmocnienia fT 111 FET – Field Effect Transistor JFET – Junction (złącze) MOSFET – Metal Oxide Semiconductor (metal-tlenek-półprzewodnik) (metalowa bramka izolowana jest (dwu)tlenkiem krzemu od półprzewodnikowego kanału wiodącego prąd). MOSFET z kanałem zubażanym (DMOS) – depletion mode MOSFET z kanałem wzbogacanym (EMOS) – enhacement mode W praktyce stosowane są : 1. JFET N, 2. MOSFET wzbogacany N, 3. MOSFET wzbogacany P. Tranzystory polowe sterowane napięciem UGS (bipolarne IB) w normalnych warunkach w obw. B nie płynie prąd. Oznacza to, że rezystancja wejściowa tranzystora jest bardzo duża 112 JFET – popularne BF245, BF246, BF247 Tranzystory JFET są normalnie włączone UGS = 0 tranzystor przewodzi (podobnie MOSFET zubażane) 113 ID ID [mA] D UGS = 0 G UGS UDS -UGS = - Up UDS IDSS zakres nasycenia (pentodowy) S ID UDS > 0, ID > 0, UGS < 0 i Up < 0 I DSS 2 U GS 1 Up UGS = -Up UGS [V] UDS [V] -Up zakres nienasycenia (triodowy) – tranzystor zachowuje się jak rezystor (ID funkcją UDS) – wart. rezyst. zależy od UGS ID I DSS 2 2 U GS U p U DS U DS 2 Up Up – napięcie progowe przy ID = 0 (stan odcięcia kanału – pinch-off) IDSS – max ID w zakresie nasycenia (przy UGS = 0) 114 ID D G UGS ID [mA] UDS S Up UDS [V] UGS [V] UGS = Up UDS < 0, ID < 0, UGS > 0 i Up > 0 -IDSS UGS = 0 UDS -UGS = Up 115 Cgd G Cgss Transkonduktancja D gm gds Cgs Ugs rdd D' gmUgs S' rss S S gdy ID = IDSS Cgs Cgd Cgs gm – – – gm 2 I DSS Up ID U GS U DS 0 2 I DSS U GS U p 2 Up g mm 2 Up I DSS I D max możliwa do uzyskania transkonduktancja pojemność pomiędzy bramką a źródłem, pojemność pomiędzy bramką a drenem, pojemność pomiędzy bramką a podłożem, rdd , rss – rezystancje szeregowe drenu i źródła, najczęściej pomijane w schemacie 116 Cgd G Cgss D gds Cgs Ugs rdd D' Konduktancja drenu (g0 – konduktancja wyjściowa) gmUgs S' rss g ds S S g ds I DSS U p U GS 2 Up g0 ID U DS U GS 0 ID - współczynnik uwzględniający efekt modulacji długości kanału (0,001 – 0,100) V-1 117 fT – częstotliwość odcięcia (cut-off) wyznaczana przy Iwe = gmUgs , tj. przy zwartym wyjściu Cgd Iwe G Cgss Cgs S Id D gmUgs S przy zwartym wyjściu Iwe jest prądem ładowania pojemności wejściowych I we j Cgs Cgss Cgd U gs I we CG 2 fT CGU gs g mU gs Cgs Cgss Cgd fT gm 2 CG 118 Tranzystory z izolowana bramką z kanałem wzbogacanym – MOSFET normalnie wyłączone (EMOS) ID G UGS B S ID [mA] ID [mA] D UDS IDON UBB UGS > 0 UDS > 0, ID > 0, UGS > 0 i UT > 0 IDSS UT typowo 10 V UDS [V] UGS [V] UT – napięcie progowe przy ID = 0 (threshold), IDSS – prąd ID (prąd upływu złącza D-S) przy napięciu UGS 0, IDON – prąd drenu przy pełnym włączeniu tranzystora (przy RDON) 119 ID UDS < 0, ID < 0, UGS < 0 i UT < 0 D G UGS B S UDS UBB ID [mA] UDS [V] typowo 10 V UT ID [mA] IDSS UGS [V] UGS < 0 IDON 120 Cgd G Cgb rdd D' D gds Cgs gm rss Cbs S g mb B Konduktancja wyjściowa g0 Transkonduktancja gmUgs gmbUbs S' g ds Cdb ID U DS ID U GS U DS ,U BS const ID U BS U DS ,U GS const Transkonduktancja wynikająca z wpływu UBS na parametry kanału. Wykorzystywana w obliczeniach gdy pojawi się składowa zmienna UBS. U GS ,U BS const 121 Cgd G Cgb rdd D' D gds Cgs Cdb gmUgs gmbUbs S' rss Cbs S Cgd Iwe B Id G Ugs S D Cgb Cgs gmUgs gds Cdb S Tranzystory MOS pracują najczęściej przy stałym napięciu bramki (brak składowej 122 zmiennej UBS – nie występuje efekt podłoża) – pomijamy źródło gmb Ubs fT – częstotliwość odcięcia (cut-off) wyznaczana przy Iwe = gmUgs , tj. przy zwartym wyjściu Cgd Iwe Id G Ugs D Cgb Cgs gmUgs S gds Cdb S fT 2 C gs gm C gd C gb 123 BF245B (tranzystor złączowy kanał n zubożany – małej mocy) IRF530 (tranzystor MOS typu n wzbogacany – dużej mocy) Parametry graniczne Napięcie D-S UDS max Prąd D 30 V 100 V ID max 25 mA 10 A Napięcie G-S UGS max -30 V 20 V Moc strat Ptot 300 mW 75 W Parametry charakterystyczne Napięcie progowe UP -1,5 ... –4,5 V 1,5 ... 3,5 V Prąd D przy UGS=0 IDSS 6 ... 15 mA 0.25 mA Transkonduktancja gm 5 mA/V 5 A/V Prąd G IG max 5 nA 0,5 mA Prąd D w st. odcięcia ID max 10 nA 1 mA Pojemność wej CweS 4 pF 750 pF Pojemność wyj CwyS 1,6 pF 300 pF Pole wzmocnienia fT 700 MHz 124 Wykład 6 125 IC IB IBQ Q UBEQ ICQ UBE Q UCEQ UCE 126 ID IDSS Q UGS Up UGSQ IDQ Q UDSQ UDS 127 Zniekształcenia nieliniowe związane z maleniem dla dużych prądów Pmax IC IC max zniekształcenia przy wchodzeniu w nasycenie przebicie napięciowe IC min UCE UCE min UCE max stan odcięcia zniekształcenia nieliniowe 128 ID zniekształcenia związane z różnym nachyleniem ch-yk wyj. ID max Pmax napięcie kalana rozgraniczające obszar liniowy od nasycenia przebicie napięciowe ID min UDS max stan odcięcia zniekształcenia nieliniowe UDS 129 Od doboru punktu pracy zależą prawie wszystkie parametry projektowanego układu. Optymalny dobór p.p. jest kompromisem pomiędzy wymaganiami stawianymi układowi: wielkość wzmocnienia ograniczenia mocy wydzielanej w tranzystorach (stabilność temperaturowa) poziomy napięć i prądów wyjściowych układu ograniczenia częstotliwościowe (pasmo pracy) zniekształcenia nieliniowe poziom szumów poziom impedancji wejściowej i wyjściowej warunki zasilania – stabilizowane, niestabilizowane, bateryjne 130 Tranzystor bipolarny Zastosowanie ICQ UCEQ Stopnie wejściowe wzmacniaczy m.cz. o małym poziomie szumów (20 – 200) A (1 – 5) V Stopnie pośrednie wzmacniaczy małych sygnałów (m.cz. I w.cz.) (0,2 – 2) mA (3 – 10) V Stopnie wejściowe wzmacniaczy operacyjnych (1 – 10) A (0,7 – 5) V Wzmacniacze szerokopasmowe (5 – 50) mA (5 – 10) V Wzmacniacze akustyczne średniej mocy (0,1 – 1) A (5 – 12) V Wzmacniacze akustyczne dużej mocy (2 – 10) A (20 – 100) V Stopień odchylania poziomego w tv (3 – 6) A (800 – 1100) V Nadajniki w zakresie KF i UKF (5 – 30) A (30 – 60) V 131 Tranzystor unipolarny Zastosowanie IDQ UDSQ Wzmacniacze m.cz. małosygnałowe (0,3 – 5) mA (5 – 15) V Stopnie wejściowe wzmacniaczy operacyjnych (0,3 – 5) mA (1 – 10) V Wzmacniacze w.cz. (kilka – kilkaset MHz) (2 – 15) mA (5 – 15) V Wzmacniacze mikrofalowe (8 – 15) mA (2 – 3) V Wzmacniacze mocy m.cz. (2 – 10) A (20 – 100) V Przetwornice napięcia dużej mocy (2 – 20) A (30 – 500) V 132 Prosta pracy to linia na charakterystyce wyj. po której przemiesza się p.p. gdy zmieniają się jego warunki wysterowania. + EC IC RB RC C2 IC C1 I CQ ic UCE RL Uwe RE Uwy U CE U CEQ uce CE 133 Statyczna prosta pracy dla prądu stałego + EC RB RC I CQ RC ICQ RE U CEQ EC UCEQ UBEQ I EQ I CQ RE I CQ EC RC RE U CEQ RC RE 134 IC prosta statyczna: nachylenie –1/(RC+RE) EC RC RE ICQ Q UCEQ EC UCE 135 Dynamiczna prosta pracy dla prądu zmiennego iC uCE RC II RL iC RC RL uCE RB IC U CE RC RL I CQ U CEQ RC RL 136 prosta dynamiczna: nachylenie –1/(RCIIRL) IC EC RC RE prosta statyczna: nachylenie –1/(RC+RE) ICQ Q UCEQ EC UCE 137 IC EC RC RE Q1 IC ICQ Q Q2 UCEQ U CE EC UCE 138 IC IC IWYm+ Q ICQ IWYm- UCEQ UCEsat EC UWYm+ UCE UCE t UWYmIWYm+ = IWYmUWYm+ = UWYm- t 139 IC IC IWYm+ Q1 ICQ1 IWYm- UCEsat UCEQ1 EC UWYm+ UCE UCE t UWYmIWYm+ < IWYmUWYm+ > UWYm- t 140 Zmiana temperatury ma wpływ bezpośrednio na 3 parametry tranzystora 0 T 0 T0 1 T ; c T ; U BE T U BE T0 I CB0 T I CB0 T0 e b T ; 0,05 c b 2 ,3 1 0 C mV 0 C 1 14 0 C Wielkości te decydują o wartości ICQ I CQ f 0 , U BE , I CB0 141 + EC RC RB IB IC EC U BE RB EC RB const IB UCE P.p. opisany jest równaniami: UBE IC U CE 0 EC U BE RB EC 0 1 I CB0 0 EC RB I C RC - konieczność stosowania dużych wartości RB - duże wartości współczynników stabilizacji (mało stabilny p.p.) 142 + EC EE U BE RE IE RC + _ IC RB IE const P.p. opisany jest równaniami: UCE UBE EE RE + _ RE 0 IC 0 U CE EC EE U BE 1 RE EE I C RC EE U BE RE I CB0 1 0 0 - EE EC EE I C RC RE EE RE 1 0 I CB0 RE 0 RE lepsza stabilizacja p.p. (wartości współczynników stabilizacji mniejsze) 143 + EC P.p. opisany jest równaniami: RC IC RB IC 0 EC U BE RB I CB0 0 IB UCE U CE EC IC UBE 1 0 0 1 RC RB 1 RC I CB0 RC 0 RB pełni rolę sprzężenia zwrotnego N-S. Sprzężenie jest tym silniejsze im wartość RB jest mniejsza. Stabilizacja p.p. zależy od RC co powoduje, że układ jest trudny w realizacji Rola sprzężenia w układzie: gdy zmaleje IC to zmaleje URC co pociąga za sobą wzrost UCE wzrost UCE powoduje wzrost URB co pociąga za sobą wzrost IB wzrost IB powoduje wzrost IC co zwrotnie zwiększa URC wzrost URC zmniejsza UCE stabilizując jego zmiany w rezultacie wzrost UCE będzie mniejszy niż w układzie bez sprzężenia 144 + EC + EC R1 RC RC tw. Thevenina IC IB RB UCE R2 UBE IE RE U BB EC IC IB R1 R2 R2 R1 R2 UCE R EC B R1 RB UBE IE RE + UBB 145 + EC P.p. opisany jest równaniami: RC IC IC IB UCE RB UBE IE RE U CE 0 U BB U BE RB EC 1 0 I CB0 0 0 1 RE I CB0 RE 1 RE I C RC 0 RB 1 0 RE 0 RE pełni rolę sprzężenia zwrotnego P-S stabilizując IE. + UBB Rola sprzężenia w układzie: gdy zmaleje IE to zmaleje URE co pociąga za sobą wzrost UBE wzrost UBE powoduje wzrost IB co zwrotnie zwiększy IE w rezultacie IC zmaleje mniej niż w układzie bez sprzężenia 146 Najlepsze własności stabilizacyjne ma układ z dwoma źródłami zasilania. Moc pobierana z dwóch źródeł jest z reguły mniejsza niż w przypadku układu z jednym źródłem. Wadą tych układów jest konieczność stosowania dwóch źródeł zasilania. Dobre efekty daje zastosowanie układu ze SZ (kolektorowym, emiterowym i z obydwoma na raz). Ze względów stabilizacyjnych układ ze stałym prądem bazy ma najgorsze właściwości. Układ ze stałym prądem emitera charakteryzuje się najkorzystniejszymi właściwościami stabilizacyjnymi. 147 Wykład 7 148 Ze względu na zastosowany element sterowany: -- lampowe -- tranzystorowe 149 wzmocnienie Ze względu na zakres częstotliwości wzmacnianych sygnałów: -- prądu stałego, -- małej częstotliwości (m.cz.), -- wielkiej częstotliwości (w.cz.). stałoprądowe w. cz. m. cz. 1Hz 10Hz 100Hz 1kHz 10kHz 100kHz 1MHz 100MHz 10MHz 10GHz f 1GHz -- selektywne ( fgórna / fdolna 1), -- szerokopasmowe ( fgórna / fdolna >> 1). 150 Ze względu na rodzaj sprzężenia między wzmacniaczem a obciążeniem lub kolejnym stopniem wzmacniacza: -- o sprzężeniu pojemnościowym (RC), -- o sprzężeniu transformatorowym, -- o sprzężeniu bezpośrednim (galwanicznym). wzmacniane sygnały zmienne (napięcie stałe nie przedostaje się na następny stopień), np. wzmacniacze akustyczne wzmacniane sygnały zmienne i stałe zastosowanie we wzmacniaczach prądu stałego 151 Ze względu na położeniu p.p. na ch-yce tranzystora oraz amplitudy sygnału wejściowego (podział głównie wzmacniaczy mocy): -- klasa A (p.p. na liniowej części ch-yki a amplituda sygnału wej. na tyle mała, że przez cały okres sygnały wej. tranzystor przewodzi prąd – stan aktywny), -- klasa B (p.p. tak dobrany, że tranzystor przewodzi prąd tylko przez połowę okresu – przez drugą połowę jest zatkany), -- klasa AB (tranzystor przewodzi przez większość część okresu sygnału wej.), -- klasa C (tranzystor przewodzi przez mniejszą część okresu sygnału wej.). 152 WE WK WB + EC + EC RC RB1 RB1 C2 RL RE C1 WY RG RB2 ~ EG WY C1 WE RG C2 WY C1 WE RC RB1 C2 + EC RL RB2 CE ~ EG WE RE RL CB RB2 RE RG ~ EG 153 ku zakres częstotliowsci [dB] małe duże średnie ku 0 3dB fd 100 101 f fg 102 103 104 105 106 [log] 154 Wzmacniacze RC stosuje się do wzmacniania sygnałów o szerokim widmie częstotliwości, |np. sygnały akustyczne (stosunek częstotliwości górnej do dolnej wynosi 1000). Przy tak szerokim zakresie f inne zjawiska wpływają na przebieg charakterystyki przy małych a inne przy dużych częstotliwościach. Konieczne jest zatem badanie właściwości wzmacniacza oddzielnie w różnych zakresach częstotliwości. Wpływ na kształt charakterystyki wzmacniacza mają: przy małych f – spadek ku na skutek wzrostu reaktancji kondensatorów w układzie wzmacniacza, przy dużych f – spadek ku na skutek spadku wzmocnienia samego tranzystora (wpływ pojemności międzyelektrodowych) oraz wpływ pojemności pasożytniczych wzmacniacza, przy średnich f – ku = const, elementy reaktancyjne nie mają wpływu na wartość wzmocnienia a schemat wzmacniacza opisywany jest jedynie parametrami 155 rzeczywistymi. ku zakres częstotliowsci [dB] małe duże średnie ku 0 3dB fd 100 101 f fg 102 103 104 105 106 [log] 156 + EC C2 RC RB1 C2 C1 WE WY WY M C1 WE O D RG E RB1 L RG RL RE ~ EG RB2 RE ~ Eg RB2 CE CE WY WE gbe RC RB1 ~ EG RL gmube RG RB2 WY C B WE RG RL RC gce RC RB1 RB2 RL E ~ EG 157 gm I CQ T iwe ib WE RB1 WY uce gbe RB2 gce il gbe uwy g ce RL RC gm I CQ U EY U CEQ gmube EG ~ E rweT uwe iwe E rwe rwe rwe iwy C ube uwe RG ic B T ube ib RB1 || RB 2 || rbe RB rwy rbe RB rwy rbe rbe T uce ic rwy rwy rce u wy iwy rce || RC rce RC RC 158 gm I CQ T iwe RG ib WE ic B ube uwe RB1 iwy C WY uce gbe RB2 gce il gbe uwy RC g ce RL gm I CQ U EY U CEQ gmube EG ~ E E kusk kusk u wy eg u wy ic ube ic ube eg ku u u Robc RL ||RC rce gm u rwe rwe RG - napięciowy współczynnik wykorzystania obwodu wejściowego wzmacniacza 159 kisk gm I CQ T ig iwe ib WE RG RB1 gbe RB2 kisk il ic ib iwe ic ib iwe ig ki i i WY uce g m ube gce ib E il ig iwy C ube uwe IG ic B il gbe uwy g ce RL RC gm I CQ U EY U CEQ E rwy RB RG rwy RL R rbe RG rwe B ki ku rwe RL i - prądowy współczynnik wykorzystania obwodu wejściowego wzmacniacza 160 + EC RB1 WY M C1 WE O WE D E L RG WY RG RB2 ~ EG C2 RE RE RB1 RL RL RB2 ~ EG B gbe WY E WE gmube RG gce RE RB1 RB2 RL C ~ EG 161 + EC RC RB1 WE C2 M O E RB2 RE ie RC RE LC1 WE RL CB geb RG D WY C E WY RL B ~ EG RG ~ EG – współczynnik wzmocnienia prądowego tranzystora w konfiguracji WB IC IE 1 162 Parametr Wzmocnienie napięciowe ku Max wzmocnienie prądowe (RL =0) ki Rezystancja wejściowa rwe Rezystancja wyjściowa rwy KONFIGURACJA WE WK WB 1 g m Robc g m Robc (duże) (duże) 1 1 (duże) rbe (średnie) RC (duże) (duże) RB Robc reb (duże zależy od RL) (małe) 1 RG gm (małe zależy od RG) RC RE 1 gm (duże) 163 i1 RG ib WE RB1 Y ic gbe RB2 i2 C If ube u1 cbc X B uce gce cbe WY il u2 RC RL gmube EG ~ E E W układzie występuje sprzężenie wejścia z wyjściem (poprzez Cbc), aby łatwiej analizować, upraszczamy schemat tworząc schemat unilateralny. Przy tworzeniu schematu unilateralnego korzystamy z I twierdzenia Millera: Zjawisko zwielokrotniania pojemności (ogólnie amditancji) między wejściem i wyjściem wzmacniacza, w stosunku zależnym od ku. 164 Z I1 1 I2 1 2 I1 3 U2 U1 I1 U1 U 2 Z I2 Z1 2 Z U2 1 U1 U1 U 2 U1 Z Z 1 ku Z2 Z1 I1 Z2 I2 3 U1 Z1 Z U1 1 U2 I2 U2 U2 Z2 Z 1 1 ku 165 i1 ib WE RG RB1 Y ic gbe RB2 i2 C If ube u1 cbc X B WY uce u2 gce cbe il RL RC gmube EG ~ E E Cbc zastępujemy pojemnościami CX i CY równolegle włączonymi do gbe i gce. CX i CY takie by admitancja widziana z zacisków X-E i Y-E była taka sama dla obu schematów i1 ib WE ic Y RB1 uce gbe RB2 cbe CX CY gce WY il u2 RL RC gmube EG ~ E j CX i2 C ube u1 RG X B If U1 j cbc 1 ku E j CY If U2 j cbc 1 1 ku j cbc Robc 166 rwe kusk j ku rwe gdzie: cwe cbe C X cbe 1 j cwe 1 j cwe ku RG j cwe RG RG rwe 1 cbc 1 ku Górna częstotliwość graniczna fg wyznaczamy poprzez wyliczenie bieguna funkcji ku(j ). R cwe RG gdzie: 2 fg fg G rwe 1 0 1 2 cwe rwe RG 167 Wartość górnej częstotliwości granicznej można ograniczać poprzez dodanie do układu dodatkowego kondensatora Cd pomiędzy B a C. Wówczas zastępcza pojemność wejściowa układu: + EC RB1 Cd RC C2 cwe WY cbe cbc Cd 1 ku C1 WE RG RL RB2 ~ EG RE CE 168 cbe i1 RG ib WE B RB1 ie uec gce cbc RB2 i2 E ube ubc u1 gbe WY il u2 RE RL gmube EG ~ C C 1 fg 2 RG RB cbc gm cbe rce RE RL 169 i1 ie WE ueb u1 RG i2 C E ucb geb RE cbe ie WY il u2 cbc RC RL EG ~ B f g1 2 B 1 RG RE reb cbe fg2 1 2 RL RC cbc Zazwyczaj stała czasowa obwodu wejściowego jest znacznie mniejsza niż wyjściowego, zatem: fg fg2 ze względu na małe Cwe (praktycznie nie występuje efekt Millera) układ stosowany głównie dla wysokich f 170 kU zakres częstotliowsci [dB] małe duże średnie kU 0 3dB fd 100 101 f fg 102 103 104 105 106 [log] 171 Spadek wzmocnienia przy niskich częstotliwościach jest skutkiem wzrostu reaktancji kondensatorów C1, C2, C3. + EC RB1 RC C2 WY C1 WE RG Wpływ kondensatorów na ch-yki częstotliwościowe bada się przy oddzielnym uwzględnieni każdego z kondensatorów. RL RB2 ~ EG RE CE 172 C1 IG RG C2 RB gmube rbe RE gce f1 1 2 C1 rwe RG f2 1 2 C2 rwy RL RE 1 R g RB rbe RL RC CE C1 C2 1 rbe IG RG RB gmube RE 1 C E gce RC RL fE 2 RE C E 1 173 + EC RB1 C1 WE C2 WY RG RB2 ~ EG RE RL f1 f2 1 2 C1 rwe 1 2 C2 rwy RG RL 174 + EC RC RB1 C2 C1 WY WE RL CB RB2 RE RG ~ EG f1 1 2 C1 rwe RG f2 1 2 C2 rwy RL fB 1 2 CB RB 175 Wartość dolnej częstotliwości granicznej będzie zależała od wzajemnego usytuowania biegunów składowych częstotliwości. Gdy istnieje biegun dominujący, tzn. większy od największego z pozostałych o co najmniej dwie oktawy (4 razy) to fd przyjmuje wartość: f d f max Gdy wszystkie bieguny nie są od siebie odległe (wzajemne oddalenie mniejsze niż 2 oktawy) to fd przyjmuje wartość: fd 1,1 f1 2 f2 2 ... fn 2 n – ilość biegunów Gdy bieguny są sobie równe to fd przyjmuje wartość: fd f1 n 2 1 176 Wykład 8 177 Układ stosowany gdy potrzebne duże wzmocnienie prądowe (np. do WK). C’ IC IC1 B’ T1 C’ IC2 B’ IE1=IB2 T2 E’ IC ' I B1 I C1 I C 2 I B1 E’ I C1 I 1 B1 IC 2 ' I 2 E1 1 2 2 1 I IB 1 B1 1 1 2 178 C’ rwe IC rbe1 r 1 be 2 IC1 B’ T1 IE1=IB2 ponieważ: IC2 IC 2 2 I C1 rbe 2 otrzymujemy 1 rbe1 zatem: 1 rwe T2 2rbe1 2 ' T IC E’ rwy rce 2 rce1 1 g m rbe 2 rce 2 2 ponieważ: rce1 rce 2 2rce1 2 otrzymujemy: rwy rce 2 2rce 2 2 rce 2 3 179 C’ IC C’ IC1 B’ IC2 T1 Typowe układy Darlingtona mają górną częstotliwość graniczną rzędu 10...50kHz zastosowanie ich zatem do: ............................................... B’ IE1=IB2 R T2 E’ Układ Darlingtona jest też stosunkowo „wolny” – aby przyspieszyć proces wyłączenia (zwiększyć szybkość usuwania nośników z bazy T2) stosuje się ................. jednak zimniejsza to .......................... E’ 180 E’ B’ Układ Darlingtona z przeciwstawnych tranzystorów. Gdy T1 jest p-n-p to cały układ zachowuje się jak układ p-n-p, T2 wzmacnia prąd (T1 –WE, T2 – WK). T1 ' 1 2 T2 U B 'E ' 0,6V C’ rwe rbe1 rwy ' T IC 1 rce 2 2 181 WE - efekt Millera i1 ib WE RG RB1 ic Y gbe RB2 i2 C If ube u1 cbc X B WY uce u2 gce cbe il RL RC gmube EG ~ E i1 E ib WE RB1 ic i2 C uce gbe RB2 cbe CX CY WY il u2 gce RL RC gmube EG ~ E cwe Y ube u1 RG X B cbe C X cbe cbc 1 ku E fg 1 2 cwe rwe RG 182 Układ WB i1 ie WE ueb u1 RG i2 C E ucb geb RE cbe ie cbc WY il u2 RC RL EG ~ B rwe reb B 1 gm 183 schemat ideowy schemat zmiennoprądowy T1 pracuje w konfiguracji .................. T2 pracuje w konfiguracji .................. ze sterowaniem prądowym kuT1 g m Robc 1 gm gm wyeliminowany efekt Millera dla WE 1 cwe cbe C X cbe cbc 1 ku 184 schemat ideowy schemat zmiennoprądowy Przez oba tranzystory płynie w przybliżeniu ten sam IC zatem: ku g m RC a f gr fT ponadto: rwe rbeT 1 rwy RC 185 +UCC RC WY T1 pracuje w konfiguracji .................. T2 pracuje w konfiguracji .................. ze sterowaniem napięciowym WE RE -UCC rwyT1 1 g mT 1 rweT2 1 oba tranzystory pracują przy tym samym IC zatem mają takie same gm dlatego: rwyT1 rweT 2 g mT 2 186 +UCC RC Zatem na ET2 występuje połowa zmiennego napięcia wejściowego i otrzymujemy: WY Gm WE IC 2 U we IC 2 2U be 2 1 gm 2 a wzmocnienie napięciowe jest równe: RE ku 1 Gm RC 2 -UCC rwe 2rbe rwy RC 187 Wzmacniacz w konfiguracji WK ma dużo większą częstotliwość graniczną w porównaniu do układu WE. Dlatego układ charakteryzuje się bardzo dobrymi właściwościami częstotliwościowymi (porównywalnie z kaskodą). Wzmocnienie napięciowe zapewnia stopień WB. Lecz jest ono mniejsze niż dla kaskody. Zaletą układu jest kompensacja zmian temperaturowych napięcia UBE (ograniczony wpływ temperatury) tranzystorów co nie występuje w kaskodzie. Takie rozwiązanie układowe jest stosowane w technice scalonej. 188 W.p.s. są to symetryczne wzmacniacze dolnoprzepustowe o dwóch wejściach i jednym (wzmacniacz operacyjny) lub dwóch (wzmacniacz różnicowy) wyjściach, służące do wzmacniania sygnałów o określonym paśmie częstotliwości włączając w to sygnały wolnozmienne i stałoprądowe. Do sprzęgania kolejnych stopni oraz wejścia i wyjścia wzmacniacza nie stosuje się ......................................................................... Wzmacniacze te zapewniają wzmocnienie sygnałów użytecznych (różnicowych) oraz tłumienie sygnałów niepożądanych (np. wejściowych sumacyjnych). Na wej i wyj napięcie DC = 0. Sygnały niepożądane mogą powstawać we wszystkich stopniach wzmacniacza, jednak największe ma znaczenie ma dryft stopnia wejściowego, który podlega największemu wzmocnieniu. Z tego względu stopnie te realizuje się jako wzm. różnicowe (ang. emitter-coupled pair). 189 Wzmacniacz operacyjny we1 Wzmacniacz z wyjściem niesymetrycznym wy we2 Uwe1 Uwy Uwe2 Wzmacniacz różnicowy we1 wy1 we2 wy2 Uwy1 Uwe1 Uwe2 Uwy2 Wzmacniacz z wyjściem symetrycznym 190 Można zdefiniować dwa rodzaje sygnałów: - różnicowe U wer U we1 U we2 U wyr U wy1 U wy 2 - sumacyjne, zobrazowane na rys. U wes U wys U we1 U we2 2 U wy1 U wy 2 2 191 Wzmacniacz różnicowy we1 wy1 we2 wy2 0.5Uwyr 0.5Uwer Uwes 0.5Uwyr 0.5Uwer Uwys Sterowanie sumacyjne wzmacniacza różnicowego 192 Zależności na UWY wzmacniacza różnicowego przybierają postać: - napięcie wyjściowe różnicowe: U wyr KURU wer KUSU wes - napięcie wyjściowe sumacyjne: U wys KUSRU wer KUSSU wes 193 Poszczególne wzmocnienia definiujemy następująco: – wzmocnienie różnicowo – różnicowe (powszechn. wzmocnienie różnicowe): U wyr KUR przy U wes 0 U wer – wzmocnienie różnicowo – sumacyjne (powszechn. wzmocnienie sumacyjne): U wyr przy U wer 0 KUS U wes – wzmocnienie sumacyjno – różnicowe: KUSR U wys U wer przy U wes 0 – wzmocnienie sumacyjno – sumacyjne: KUSS U wys U wes przy U wer 0. 194 Najważniejszymi są wzmocnienia KUR i KUS. Są to parametry charakterystyczne wzmacniacza różnicowego. Na ich podstawie określa się dodatkowy parametr – współczynnik tłumienia sygnału sumacyjnego CMRR (ang. Common Mode Rejection Ratio). Współczynnik ten jest miarą jakości wzmacniacza różnicowego. CMRR KUR KUS 195 +UCC RC1 WYA WE1 Podstawowa cecha w.r. jest zdolność wzmacniania różnicy wartości sygnałów wej. (tzw. różnicowych), tłumienia natomiast ich wspólnej części (tzw. wspólnych) – możliwe jest zatem wzmacnianie małych sygn. różnicowych na tle dużych sygn. wspólnych. RC2 WYB T2 T1 WE2 Sposoby sterowania: 1. ........................................... RE 2. ........................................... -UCC 3. ........................................... RC1 g m1 RC 2 gm2 RC gm Wyjście układu: 1. ........................................... 2. ........................................... 196 +UCC Jeśli RC1 RC2 WYA WE1 U WE1 U WE2 WYB T2 T1 IE1 I E1 to tzn. WE2 IE2 IE2 UWY 0 1 I 2 lub U WE1 oraz UWYA UWYB U WE2 UWYA 0 UWYB K US 0 Sterowanie wspólne I RE Jeśli, np. U WE1 U WE2 -UCC to I E1 I C1 IE2 I C1 Sterowanie różnicowe UWY UWYA UWYB IC 2 IC 2 0 K UR 0 197 +UCC RC1 RC2 WYA WE1 Podobnie jak dla sterownia sumacyjnego, w.r. zachowuje się w przypadku: - zmian parametrów tranzystora wywołanymi zjawiskami termicznymi; WYB T2 T1 IE1 WE2 - zmiany napięć zasilających; IE2 - wystąpienia zakłóceń; I - wzmacniania parzystych harmonicznych napięć sterujących. RE -UCC 198 +UCC RC1 WYA WE1 KUR RC2 WYB KUS T2 T1 IE1 g m RC rce 0 WE2 IE2 I CMRR KUR KUS RC rce RC rce RC RE -UCC rwer rwes 2rbe rbe 2 rwy 1 RE 199 Stosowany np. gdy: - wzmacniany jest tylko jeden sygnał wej. (B drugiego T na potencjale masy); - wyjście tylko z jednego z C. KUR KUS 1 g m RC rce 2 RC 2 RE CMRR KUR KUS g m RE 200 201 202 Dla temperatury: T 300K T 26mV wzmacniacz pracuje liniowo dla napięć wejściowy z zakresu: U wer 2 T 2 T 52mV 52mV Aby zwiększyć liniowość wprowadza się sprzężenie zwrotne dla sygnałów różnicowych zrealizowane na rezystorach Re. 203 +UCC RC1 RC2 WYA WE1 Dla wzmacniacza z poszerzonym zakresem liniowości zakres napięć wejściowych, dla których wzmacniacz pracuje liniowo wynosi: WYB T2 T1 WE2 RE RE REE -UCC U wer 2 T I E RE 2 T I E RE 52mV I E RE 52mV I E RE Dla układu ze sprzężeniem zwrotnym wzmocnienie różnicowe wzmacniacza wynosi: KUR g m RC rce RC rce 1 g m RE RE 204 205 + EC RL IWY = const dopóki UCE > UCEsat U E U B U BE IWY I źr RE RE UWY R1 IWY rWY UB UE R2 RE Rdyn dUWY dIWY rce 1 RE R1 R2 rbe RE W szczególności rWY przyjmuje wartości, gdy R1 || R2 << rbe (aby nie wpływały na wartość rWY): 1) gdy RE = 0 to rWY = rce (rezystancji wyj. tranzystora), 2) gdy RE << rbe (rWY rośnie liniowo ze wzrostem RE) rWY rce 1 RE rce 1 g m RE rce ku max RE rbe 3) gdy RE >> rbe (rWY nie rośnie przy zwiększaniu RE, jest to zatem max rWY dla tr.bip.) rWY rce 1 rce 206 + EC RL R IWE IC IWY 2IB IWE - 2IB IWE - 2IB T1 IB IWE EC U BE R IC 2 2I B IC IWY IC 2 IWE jeśli EC>>UBE, >>2, zatem: IB T2 UBE I CQ U CEQ IWY EC EC R IWY RC EC 1 RC R p.p. T2 nie zależy od temp. ale od różnicy parametrów między T1 a T2 207 + EC Rezystancja statyczna: Rezystancja dynamiczna: R dyn IWY 2IB IB IC nachylenie gce UBE bo U EY U EY I CQ IB T2 Rdyn I CQ IWE - 2IB IWE - 2IB T1 U CEQ RL R IWE Rstat Rstat UEY U CEQ npn ~ (80-200) V pnp ~ (40-150) V UCE 208 Zwiększenie wzmocnienia różnicowego wzmacniacza i współczynnika CMRR – zastosowanie źródeł prądowych Zwiększenie KUR – zastąpienie rezystorów RC lustrem prądowym – obciążenie dynamiczne. Zastosowanie – głównie technika scalona z powodu trudności w realizacji dużych rezystancji w strukturze układów scalonych. 209 +UCC T3 T4 KUR g m ROBC KUS RL 2 2 REE 2 WY WE1 T2 T1 WE2 RL CMRR REE ROBC -UCC 3 g m ROBC REE (2 RL RL rce 4 RL rce 4 rce 4 3 ) U EY I CQ 4 Zwiększenie CMRR: - zwiększenie KUR – źródło prądowe zamiast RC - zmniejszenie KUS – zastosowanie źródła prądowego zamiast REE. 210 +UCC KUS T3 T4 WY Rźr WE1 dla REE RL KUS T6 Rdyn WE2 T2 T1 ROBC 2 Ree ROBC 2 Rdyn T5 -UCC gdzie: Rdyn U EY I CQ5 I CQ5 U cc U ee U BE 6 Rzr 211 Wykład 9 212 Wzmacniacz operacyjny jest wzmacniaczem prądu stałego o dużym wzmocnieniu napięciowym (różnicowym). Wzmacniacz ten posiada wejście symetryczne (różnicowe) oraz wyjście niesymetryczne. N -E WY P +E - P (+) – wejście nieodwracające fazy napięcia - N (-) – wejście odwracające fazę napięcia Zasilacz 1 + +E - Zasilacz 2 + -E - wy – wyjście niesymetryczne - (+E) – dodatnie napięcie zasilania wzmacniacza - (-E) – ujemne napięcie zasilania wzmacniacza 213 Wzmacniacz operacyjny we1 wy we2 Uwe1 Uwe2 Uwy 214 Wzmocnienie napięciowe różnicowe nazywane wzmocnieniem z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego: U wy KUR U wy U wy U wer U we1 U we2 U we1 ,U we2 U wy U we2 ,U we1 const const 215 216 U0 (ang.input offset voltage). Rząd - kilku miliwoltów. Różnica zmian napięć UBE w funkcji temperatury pomnożona przez KUR wpływa na wartość Uwy. U0 U BE1 U BE 2 217 Wzmacniacz operacyjny we1 we2 Uwy Uwes KUS U wy U wes 218 CMRR KUR KUS 219 IB1 + IB2 - R1 R2 Uwy 01 02 220 Dla wzmacniaczy zbudowanych na tranzystorach bipolarnych Rwer jest rzędu MΩ, Rwes jest rzędu GΩ. Dla wzmacniaczy operacyjnych z wejściem różnicowym opartym na tranzystorach polowych obie rezystancje przyjmują jeszcze większe wartości porównując do 221 wzmacniaczy zbudowanych z tranzystorów bipolarnych. Wzmacniacz operacyjny + Rwy Uwy Uwy - Rząd wielkości – od kilku do kilkudziesięciu Ω. 222 Definicja: SR duwy (t ) U wy dt t [V/s] Dla wzmacniacza bipolarnego: SR 2 T T Dla wzmacniacza z wejściem zbudowanym z tranzystorów unipolarnych: SR U GS U T T 223 Wzmacniacz operacyjny idealny + - Uwe1 Uwy Uwy Uwe2 KUR KUS 0 CMRR Rwer Rwes Model ten jest bardzo często używany przy wyznaczaniu parametrów układów, w których pracują wzmacniacze operacyjne 224 Parametr Symbol uA 741 TL 051 (FET) OP177 (dokładny) EL2038 (szybki) Wzmocnienie różnicowe KUR [V/V] 105 2*105 107 2*104 Współczynnik CMRR CMRR 3*104 2*104 107 3*104 Rezystancja wejściowa różnicowa Rwer [Ω] 106 1012 5*107 104 Rezystancja wejściowa wspólna Rwes [Ω] 109 1014 2*1011 107 Wejściowe napięcie niezrónoważ. U0 [mV] 1 0.5 0.01 0.5 Temp. wsp. Zmian napięcia niezrównow. dUo/dT [ V/K] 6 10 0.1 20 225 Parametr Symbol uA 741 TL 051 (FET) OP177 (dokładny) EL2038 (szybki) Maksymalne napięcie wspólne |Uwesmaxź [V] 13 14.5 13 12 Maksymalne napięcie wyjściowe |Uwymax| [V] 13 13 14 12 Maksymalny prąd wyjściowy Iwymax [mA] 20 20 20 50 Rezystancja wyjściowa Rwy [Ω] 75 100 60 30 Prąd zasilania Iz [mA] 1.7 1.4 1.6 13 Częstotliwość graniczna (-3dB) fg [Hz] 10 30 0.06 50000 226 Parametr Symbol uA 741 TL 051 (FET) OP177 (dokładny) EL2038 (szybki) Pole wzmocnienia fT [MHz] 1 3 0.6 1000 Maksymalna szybkość zmian Uwy SR [V/ s] 0.6 18 0.3 1000 Szerokość pasma przenoszenia mocy fp [kHz] 10 290 5 16000 227 Wykład 10 228 WO dzięki swej uniwersalności znajdują powszechne zastosowanie do realizacji różnorodnych układów analogowych szczególnie: - układów automatyki, - układów sterowania, - układów pomiarowych. Za pomocą WO można realizować liniowe i nieliniowe operacje na sygnałach analogowych, np.: sumowanie, całkowanie, różniczkowanie, przesuwanie fazy, przetwarzanie napięcie-prąd lub prąd-napięcie, precyzyjne prostowanie, filtrowanie sygnałów ... 229 R2 R1 Dla idealnego WO: KUR -E rwer rwes +E Uwe Uwy wtedy: U we masa pozorna I we U wy U wy KUR U we rwer U we 0 0 230 R2 R1 Iwe I we Iwy U we R1 I wy I we Uwe U wy R2 I wy Uwy U we R1 U wy R2 Wzmocnienie napięciowe wzmacniacza: KU U wy U we R2 R1 231 Uwzględniając, że KUR R2 R1 -E +E Uwe fg KU Uwy f p1 1 R1 R1 R2 KUR Rwe Rwy : R2 1 R1 1 R1 R2 KUR R1 1 R1 KU 1 KUR Rwy 0 R1 R1 R2 R1 1 KUR R2 Rwy 0 KU KUR Rwy0 - rezystancja wyjściowa WO, fp1 – pierwszy biegun częstotliwości górnej WO (fT = fp1KUR – pole wzmocnienia)232 R2 R1 Kompensując wejściowy prąd polaryzacji należy dodać do układu rezystor Rd o wartości: -E +E Uwe Uwy Rd Rd R1 R2 R1 R2 233 Rd +E KU -E Uwe Uwy R2 R1 Rwe Rwy fg f p1 1 R1 R1 R2 R2 1 1 R1 1 R1 R2 KUR R1 R2 1 R1 Rwe0 Rwy 0 KUR KUR W celu kompensacji wejściowych prądów polaryzacji: Rd R1 R2 R1 R2 234 Rd +E KU -E Uwe R2 1 1 R1 1 R1 R2 KUR R1 R2 1 R1 Uwy R2 R1 Kiedy KU = 1 ?? Rd Uwe +E -E Uwy R2 fg fT 235 R1N R13 R2 R12 -E R11 UweN Uwe3 Uwe2 +E Uwe1 Uwy Rd N U wy R2 k U wek 1 R1k R2 R2 R2 U we1 U we2 U we3 R11 R12 R13 ... U weN R2 R1N236 N U wy R2 k dla: R11 U wek 1 R1k R12 R2 R2 R2 U we1 U we2 U we3 R11 R12 R13 R13 .... R1N ... U weN R2 R1N R1 Napięcie wyjściowe przybiera postać: U wy R2 U we1 U we2 U we3 ... U weN R1 Rezystor Rd minimalizujący wpływ wejściowych prądów polaryzacji: Rd R2 R11 R12 R13 ... R1N 237 R2 U wy -E R1 gdy: R1 = R3 a to: R3 +E Uwe1 U we2 Uwy Uwe2 f p1 R1 1 KUR R2 R2 = R4 U wy R2 U we2 U we1 R1 Rwe1 R1 Rwe2 R3 R4 fg R1 R2 R4 R2 U we1 R3 R4 R1 R1 R4 Wpływ wejściowego prądu polaryzacji jest zminimalizowany gdy: R1 R2 R3 R4 238 Iwy R C I we -E Iwe U we (t ) R I wy I we IC C dU wy (t ) dt I wy +E Uwe Uwy Rd=R U wy (t ) 1 U we (t )dt U 0 RC gdzie U0 jest warunkiem początkowym dla t = 0: U 0 U wy (t 0) Q0 C a Q0 jest ładunkiem zgromadzonym w kondensatorze C w czasie t = 0.239 Iwy R C I we -E Iwe U we (t ) R I we I wy +E Uwe Uwy Rd=R U wy (t ) 1 U we (t )dt U 0 RC Ostatecznie napięcie wyjściowe dane jest równaniem: U wy U we t U0 R1C Napięcie wyjściowe jest liniową funkcją czasu. 240 Iwy R C Iwe 1 sRC KU s -E +E Uwe Uwy Rd=R Jeżeli uwzględnimy skończone wzmocnienie i skończoną częstotliwość górną WO: KUR KU ( s ) 1 s s 1 s1 s2 241 |Ku(j )| (log) idealny integrator 1 s1 2 2 f p1 3 1 RC 4 s2 wzmacniacz operacyjny 1 KUR RC KUR rzeczywisty układ całkujący 1 (log) -20dB/dek 2 KUR f p1 242 Zakres poprawnego całkowania w dziedzinie częstotliwości: min 1 KUR RC 2 KUR f p1 max co odpowiada w dziedzinie czasu warunkowi: ti min 1 f p1 KUR ti 2 RCK UR ti max 243 R2 C R1 -E KU s +E Uwe R2 1 R1 1 sR2C Uwy Rd=R1||R2 244 |Ku(j )| (log) KUR 1 2 f p1 2 1 R2C 3 1 R1C wzmacniacz operacyjny K'UR integrator stratny 1 (log) 4 2 KUR f p1 -20dB/dek 245 Zakres poprawnego całkowania w dziedzinie częstotliwości: min 1 R2C 2 KUR f p1 max co odpowiada w dziedzinie czasu warunkowi: ti min 1 KUR f p1 t1 2 R2C ti max 246 Iwy C R I we -E Iwe C dU we (t ) dt +E Uwe I we Uwy I wy U wy (t ) R I wy Rd=R U wy (t ) dU we (t ) RC dt 247 Iwy C R KU ( s ) -E Iwe sR1C +E Uwe Uwy Rd=R KU ( s ) Jeżeli uwzględnimy skończone wzmocnienie i skończoną częstotliwość górną WO: s KUR s2 s p1 d p1 d KUR 1 p1 d 248 |Ku(j )| (log) 1 wzmacniacz operacyjny KUR d 1 RC p1 2 f p1 idealny układ różniczkujący +20dB/dek 2 rzeczywisty układ różniczkujący 2 KUR f p1 3 1 max R1C (log) Warunek poprawnego różniczkowania: max 4 KUR 2 249 Zastosowania: głownie automatyka – regulatory D, PD, PID (utrzymuje na wyjściu stałą wartość – zadaną, np. sterowanie temp. procesu, ciśnieniem, prędkością – tempomat, itp.). Wady układu: - długie czasy narastania - skłonność do oscylacji - mała impedancja wejściowa dla w. cz. - duże wyjściowe napięcie szumów Dlatego bardzo często stosuje się zmodyfikowaną strukturę wzmacniacza różniczkującego. 250 R C1 C R1 -E +E Uwe Uwy Rd=R 251 |Ku(j )| (log) wzmacniacz operacyjny 1 KUR 2 1 R1C 3 1 RC1 zmodyfikowany układ różniczkujący +20dB/dek 1 RC (log) 1 Warunek poprawnego całkowania: 2 252 R2 R1 -E U wy U we C 1 sCR3 1 sCR3 +E Uwe Uwy R3 Dla zmian wartości rezystancji R3 od 0 do przesunięcie fazowe od 1800 do 0. można regulować 253 R -E Iwe U wy +E I we R Uwy 254 RL R Uwe -E +E IL U we R 255 Wykład 11 256 Układ logarytmujący powinien dawać uwy proporcjonalne do logarytmu uwe. u wy u we k D log UR gdzie: kD, kE – stałe skalowania, u we k E ln UR kD k E ln10 UR – napięcie normujące, dodatnie dla uwe>0, ujemne dla uwe<0. Najprostsza realizacja – wykorzystanie ch-yki diody półprzewodnikowej 257 ID gdzie: I S exp u AK m T 1 IS - prąd wsteczny, T = kT/q - potencjał elektrokinetyczny złącza, m – współczynnik korekcyjny m = (1 2). W obszarze przewodzenia równanie można uprościć: u AK m T Po przekształceniach otrzymujemy: ID u AK I S exp m T ln ID IS 258 uwy uwe m T ln10 log I S R1 W temp. pokojowej: uwy uwe 1...2 60mV log I S R1 Wykorzystany zakres logarytmowania (do ok. 2 dekad) ograniczają : - pasożytnicza rezystancja szeregowa diody (przy większych I wzrasta spadek nap. na niej i wprowadza błąd log) - współ. korekcyjny m zależy od prądu). 259 uwy ube uwe T ln I CS R1 IC I CS exp uBE T Zaleta – wyeliminowanie wpływu współczynnika m na napięcie wyjściowe. Zakres pracy – dziewięć dekad przy zastosowaniu WO o małych prądach wejściowych. Wada – silna zależność uwy od temperatury; tranzystora T zwiększa wzmocnienie układu co może powodować wzbudzanie się układu. 260 Gdy uwe < 0 to: uwy iC R1 I CS R1 exp uwe T Parametry układu silnie zależne od temperatury. 261 uwy gdy: T = 26mV, URR2/R1 = 1V, R3/R4 = 15.7 to: U REF u R2 R4 exp we R1 R4 T R3 u wy 10uwe 262 Ograniczniki amplitudy napięcia spełniają zależność: u wy f u we gdzie: u wy U wy min ; dla u we mu we ; dla U we min U wy max ; dla u we U we min u we U we max U we max 263 Ograniczenie uwy do wartości UZ+UD (UD - napięcie progowe diody w kierunku przewodzenia) 264 Precyzyjne prostowniki dwupołówkowe są układami realizującymi wartość bezwzględną (moduł) funkcji wejściowej: u wy a = 1, a u we a = -1 265 uWY RL uWE R Wyeliminowany wpływ spadku napięcia na diodach na wartość napięcia wyjściowego – diody wpięte w pętlę sprzężenia zwrotnego wzmacniacza. Wada – uwy nie ma pkt wspólnego z masą układu 266 Wykład 12 267 Ze względu na sposób działania filtry aktywne dzielimy na: - filtry o pracy ciągłej (ang. continous time filters) - filtry C przełączane (ang. switched capacitor) Ze względu na rodzaj charakterystyki częstotliwościowej filtry dzielimy na: KU f 268 Ze względu na sposób aproksymacji ch-yki częstotliwościowej: - Butterwortha - Czebyszewa - Bessela (Thompsona) - Butterwortha - Thompsona Ze względu na rząd: pierwszego, drugiego, trzeciego, n-tego rzędu 269 H s U wy s U we s m am s bn s n m 1 am 1 s bn 1 s n 1 ... a0 ... b0 am bn s zi i s pj j ai, bj – rzeczywiste współczynniki filtru zi, pj – zera i bieguny funkcji transmitancji H s H exp j |H( )| - charakterystyka częstotliwościowa modułu φ( ) – charakterystyka częstotliwościowa fazy 270 Kaskadowa – polega na rozkładzie transmitancji filtru wysokiego rzędu na struktury o transmitancji II stopnia i ewentualną jedną transmitancję I rzędu. Synteza filtru realizowana na izolowanych sekcjach II rzędu. Wielopętlowego sprzężenia zwrotnego – synteza polega na objęciu bloków II rzędu jedną lub większą liczbą pętli SZ – metoda trudniejsza jednak umożliwia uzyskać charakterystyki częstotliwościowe filtrów o mniejszych wrażliwościach na zmiany parametrów filtrów. 271 Przy projektowaniu sekcji bikwadratowej korzysta się na ogół z postaci znormalizowanej transmitancji Hk(s). Nk s Hk s s2 0 Q s 2 0 s Nk s p1 s p 2 Zapisując mianownik transmitancji w postaci: s2 b1 s b0 s2 0 Q s Otrzymujemy zależności na dobroć i pulsację: b0 Q 0 b1 0 b0 W zależności od postaci licznika Nk(s) można otrzymać filtry różnych typów: 272 Filtr dolnoprzepustowy (LP) (ang. lowpass filter) H LP s 2 0 H0 s2 0 Q s 2 0 273 Filtr górnoprzepustowy (HP) (ang. highpass filter) H HP s s2 H0 s2 0 Q s 2 0 274 Filtr pasmowoprzepustowy (BP) (ang. bandpass filter) H BP s 0 H0 s2 B3dB 2 0 Q 3 dB f 3dB 2 s s gH 2 0 gL p 275 Filtr pasmowozaporowy (BR) (ang. bandreject filter) s2 H BR s H0 s2 z Qz 0 Q s 2 z s 2 0 276 1 0 R2 R3C1C 2 1 Q H LP s KU R2 R3C1C 2 U wy ( s ) U we s s2 s 1 C1 R1 1 R2 1 R3 1 R2 R3C1C 2 C2 C1 R3 R2 KU R2 R3 H0 R2 R3 R1 R2 R1 277 1 0 R1 R2 C 2 C3 1 Q H HP s U wy s U we s R1 R2 C3 C2 C1 C 2 C3 KU s s 2 C1 s R2 C 2 C 3 1 C2 1 C3 1 R1 R2 C 2 C3 KU H0 C2 C3 C1 C2 278 Dla C1 = C2 = C Q 0 H BP s R2 C 2 0 gH R1 R2 R1 R2 R3 C 2 gL gL gH s R1C1 U wy s U we ( s) 0 s2 s 1 R3C1 1 R3C 2 R1 R2 R1 R2 R3C1C 2 279 H BR s R6 H BP s R51 R6 R52 Wzmocnienia obu torów sumatora muszą być takie same, tzn.: R R R 3 6 6 2 R1 R51 R52 280 Filtry charakteryzują się: - współczynniki transmitancji filtru nie zależą od wartości pojemności ale od ich stosunków, - częstotliwość graniczna filtru jest wprost proporcjonalna do f zegara, ze współczynnikiem proporcjonalności zależnym od stosunku C. Dzięki temu filtry: - mają duża dokładność wykonania (niemożliwą w innych technologiach); - mogą być automatycznie przestrajane poprzez zmianę f zegara. 281 I U R I Rzast dQ dt d UC S dt UC S TS UC S f S 1 CS f S 282 U wy U we U wy 1 s U we CRZAST gdzie: RC 1 s C f S CS 2 fS Stosunek określany przez producenta: 2 C CS 50 200 283 Zmiana znaku Uwe poprzez oddawania ładunku przez zmianę polaryzacji C. U wy U we f S CS sC 1 s CRZAST C f S CS 2 fS 284 285 Filtr dolnoprzepustowy U wy3 U we R1 R3 Filtr górnoprzepustowy U wy1 U we R1 R2 R1 2 2 s 0 R4 2 2 fS 0 0 s 1 R3 R2 R3 R1 2 1 s2 2 0 2 fS R3 R4 0 1 1 s 0 Filtr pasmowoprzepustowy R1 R2 U wy 2 U we R1 R3 2 2 0 s 2 0 2 fS s 0 R1 R4 0 s 1 286 Wykład 13 287 Podstawą realizacji układów impulsowych oraz cyfrowych jest wykorzystanie wielkosygnałowej pacy elementów aktywnych, przełączanych między stanami odcięcia i przewodzenia (zero - jeden). Przejścia pomiędzy tymi stanami powinny zachodzić w możliwe jak najkrótszym czasie. Jeśli klucz jest włączony to Uwyj powinno być równe Uwej, jeżeli wyłączony to Uwyj powinno być równe zero. Realizacja coraz szybszych układów przełączających wynika z konieczności przetwarzania coraz większej ilości informacji w jednostce czasu. Współczesna technologia umożliwia przełączanie elementów półprzewodnikowych w zakresie nanosekund do kilkudziesięciu pikosekund. 288 I stan włączenia I stan wyłączenia U U zerowa rezystancja w stanie włączenia nieskończona rezystancja w stanie wyłączenia 289 I RF stan włączenia I RF stan wyłączenia RR>>RF RR U UF + U UF – niezerowa rezystancja w stanie włączenia RF skończona rezystancja w stanie wyłączenia RR 290 rezystancja w stanie włączenia RF rezystancja w stanie wyłączenia RR zakres napięć wejściowych przenikanie sygnału sterującego na wyjście czasy przełączeń wprowadzane zniekształcenia szczątkowe napięcie klucza maksymalny prąd przewodzenia maksymalna moc rozproszenia 291 +EC RC RB Uwy Eg Ube Tranzystor jest sterowany silnym sygnałem od stanu zatkania do nasycenia warunek nasycenia tranzystora IC (0,10,2) IB 292 eg stan aktywny tranzystora EF ic ICsat t T włączenie tranzystora -ER t T ube EC uwy stan nasycenia tranzystora UBEwł t UCEsat Rb C we -ER t td tf ts tr ib IBwł stan zatkania tranzystora T IBR t tb 293 eg EF t T czas opóźnienia (delay time) – tranzystor w stanie zatkania -ER td ube Rg Cwe ln EF ER EF U BEwł Cwe C je C jc UBEwł t Rb C we -ER czas opadania (fall time) – tranzystor w stanie aktywnym ib tf IBwł t T I Bwł I Bwł I Csat n ln kF kF 1 tb IBR ic - stała czasowa równa odwrotności 3-dB pulsacji granicznej wzmacniacza WE ICsat n t T EC n ln uwy kF – współczynnik przesterowania przy włączaniu tranzystora kF UCEsat g I Bwł I Csat 1 t td tf ts tr 294 eg EF t T -ER ube czas magazynowania (storage time) – czas usuwania namiarowego ładunku zgromadzonego w B, wynikający z przesterowania i głębokiego wejścia w nasycenie UBEwł ts t s ln Rb C we -ER ib s IBwł – średni czas życia nośników w warunkach nasycenia kR – współczynnik przesterowania zwrotnego t T tb IBR kR ic ICsat t T EC kF kR kR 1 I BR I Csat tr t td tf ts tr I BR ER U BEwł RB czas narastania (rise time) – tranzystor w stanie aktywnym – dalsze usuwanie ładunków aż do stanu zatkania tranzystora uwy UCEsat 0 n ln kR 1 kR 295 eg EF t T -ER ube UBEwł t Rb C we -ER Gdy IC = 0 koniec procesu przejściowego na wyj. Aby na wej napięcie Ube osiągnęło poziom –ER musi upłynąć czas „bierny” (czas po którym Ube = 1,1 (-ER) tb 2,3RB C we ib IBwł t T tb IBR ic ICsat t T EC uwy UCEsat t td tf ts tr 296 +ED RD Rg Co Eg UGS Uwy Układy z MOS stosowane m.in. w scalonych układach cyfrowych, w analogowych ukł. przełączanymi pojemnościami lub w układach z przełączaniem prądów. Szeroki zakres stosowania wynika z faktu, że MOS wyróżniają się prostotą technologiczną i układową, małą powierzchnią i bardzo małym poborem mocy Pojemność Co w praktyce stanowią pojemności wejściowe tranzystora 297 Aby zwiększyć zakres dopuszczalnych napięć wejściowych zamiast jednego tranzystora MOSFET stosuje się klucz CMOS, zbudowany z dwóch komplementarnych tranzystorów MOSFET łączonych równolegle. +U T1 Uwe Klucz włączony na BT1 typu „n” podajemy +U, a BT2 typu „p” łączymy z masą Uwe może być z zakresu 0 < Uwe +U Uster = +U Uwy T2 Uster Klucz wyłączony Uster = 0 298 299 Obciążalność logiczna bramki (N) - maksymalna liczba bramek, jaka może być równolegle sterowana z wyjścia pojedynczej bramki. Napięcia poziomów logicznych (HIGH, LOW) - zakresy napięć wejściowych oraz wyjściowych, które układ realizuje jako gwarantowany stan 1 oraz gwarantowany stan 0. Margines zakłóceń - określa dopuszczalną wartość napięcia sygnału zakłócającego, nie powodującego jeszcze nieprawidłowej pracy układu. Moc strat na bramkę - określa moc pobieraną przez układ ze źródła zasilania. 300 Czas propagacji - określa czas opóźnienia odpowiedzi układu na sygnał sterujący i jest podstawową miarą szybkości działania układu cyfrowego. 301 302 303 304 Wykład 14 305 przerzutnik bistabilny: charakteryzuje się dwoma stanami stabilnymi, w których może pozostawać nieskończenie długo. Przejście pomiędzy stanami następuje pod wpływem impulsu zewnętrznego. przerzutnik monostabilny (uniwibrator): charakteryzuje się jednym stanem stabilnym. Drugi stan trwa tylko przez określony czas, zależny od wartości elementów układu. Po upływie tego stanu samoczynnie wraca do stanu stabilnego. Przejście układu do stanu quasi-stabilnego inicjowane sygnałem zewnętrznym. przerzutnik astabilny (multiwibrator): nie ma stanu stabilnego lecz dwa stany quasistabilne. Stale zmienia swój stan pod wpływem pobudzenia zewnętrznego. Okresowe samoczynne przechodzenie z jednego stanu w drugi wyznaczają czasy przeładowania elementów reaktancyjnych. 306 Każdy z przerzutników można zrealizować w podstawowej strukturze dobierając odpowiednie człony sprzęgające (rezystory lub kondensatory) Człon S1 Człon S2 R R Monostabilny (uniwibrator) R C Astabilny (multiwibrator ) C C Przerzutnik Bistabilny (przerzutnik Schmitta) 307 Na S podajemy dodatnie napięcie: – T1 przewodzi, – maleje UC1, – maleje IB2, – UC2 rośnie, – wzrasta IB1 płynący przez R1. Stan ustalony, gdy UC1 spadnie do wartości UCEsat (T2 zatkany a T1 przez płynący IB1 utrzymany w stanie przewodzenia). Odłączenie napięcia z S niczego nie zmienia (stan ustalony). Stan poprzedni przez podanie napięcia na R Gdy R = S = H oba tranzystory nasycone, po zaniku napięcia jeden przewodzi, drugi zatkany ale nie wiadomo który. Stan logicznie zabroniony !! 308 Inicjacja przeskoku poprzez zmianę określonej wartości UWE. 309 Przetwornik sin - prostokąt Gdy UWE przekroczy UPH (górny próg przełączania) to UWY skacze do UWYmax (górna granica wysterowania). Gdy UWE spada poniżej UPL (dolny próg przełączania) o UWY powraca do UWYmin (dolna granica). Szerokość pętli histerezy – jest to różnica napięć pomiędzy poziomem wł. a wył. Histereza tym mniejsza im mniejsza różnica pomiędzy UWYmax a UWYmin lub im większe tłumienie wprowadzane przez dzielnik R1, R2. Zmniejszając histerezę osłabiamy +SZ co prowadzi do tego, że układ przestaje być bistabilny (dla R1 Zwykły wzmacniacz dwustopniowy). 310 W stanie ustalonym T2 przewodzi a T1 zatkany. Dodatni impuls UWE powoduje przejście T1 do stanu przewodzenia. Wskutek tego UC1 skokowo od wartości UCC zmienia się do 0. Skok ten przeniesiony zostaje przez RC na bazę T2. UB2 zmienia się od 0,6V do –UCC + 0,6V –UCC i T2 zostaje zatkany. R1 w SZ podtrzymuje przewodzenie T1 nawet po powrocie UWE do 0. C ładuje się przez R U B2 t T2 jest zatkany, aż UB2 wzrośnie do 0,6V. Nastąpi to po czasie Po tym czasie T2 znowu zaczyna przewodzić (stan stabilny). . U CC 1 2e T t RC RC ln 2 0,7RC 311 Układ wraca do stanu stabilnego nawet, gdy czas trwania impulsu UWE jest dłuższy od T (T1 przewodzi do chwili zaniku UWE i +SZ nie działa. Po procesie przełączania C musi naładować się przez RC. Jeśli nie zdąży całkowicie się naładować do chwili nowego impulsu UWE, czas trwania następnego impulsu ulega skróceniu. Jeżeli efekt ten ma być mniejszy niż 1%, T1 musi być zatkany co najmniej przez T = 5RCC 312 313 t1 R1C1 ln 2 t2 R2C2 ln 2 W czasie t1 zablokowany jest tranzystor T1 a w t2 T2. Stan układu zmienia się zawsze, gdy zaczyna przewodzić dotychczas zatkany tranzystor. Układ trudny w realizacji (warunki na odpowiedni dobór R, problemy ze wzbudzaniem układu) nie stosuje się w praktyce. 314 Uniwersalny i szeroko stosowany układ regeneracyjnego formowania impulsów – układ scalony 555. Układ opracowany przez firmę Signetics produkowany w kilku odmianach przez wiele firm. Układ 555 charakteryzuje się: – małą wrażliwością na zmiany napięcia zasilającego, – dużą stałością temperaturową, – generowania impulsów o czasie trwania od mikrosekund do kilku minut, – możliwością regulowania wypełnienia impulsów przy pracy astabilnej, – małym poborem prądu, – duża obciążalnością (do 200mA), – dużą odpornością na zakłócenia. Stosując układ 555 można zrealizować: – przerzutnik monostabilny, – przerzutnik astabilny, – dyskryminator szerokości impulsów, – analogowy dzielnik częstotliwości, – modulator szerokości impulsów, – przetwornik napięcie – częstotliwość. 315 – przerzutnik RS, – dzielnik napięciowy, – dwa komparatory, – tranzystor rozładowujący, – bramka separująca wyjście 316 W stanie stabilnym C jest rozładowany przez tranzystor T w układzie 555. Po podaniu krótkiego, ujemnego impulsu wyzwalającego, przerzutnik RS zmienia stan, na WY pojawia się wysoki poziom napięcia (H) i tranzystor T zostaje odcięty. C zaczyna się ładować ze stałą czasową RC. Gdy napięcie na C przekroczy 2/3UCC na wyj z K1 pojawia się stan wysoki napięcia (H) i przerzutnik RS zostaje wyzerowany. Czas trwania impulsu WY: T nasyca się, C rozładowuje, układ powraca do stanu stabilnego. T = 1,1 R C 317 WE wyzwalania i progowe połączone ze sobą. C ładuje się prądem z RA i RB, rozładowuje przez prąd z RB i tranzystor T z układu 555. Samoczynnie układ przełącza się w chwili przekroczenia przez napięcie uC poziomu 2/3 UCC przy ładowaniu C i 1/3 UCC przy rozładowaniu C Częstotliwość drgań: f 1 T Współczynnik wypełnienia impulsów WY: 1 0,693 RA 2 RB C D t2 T RB RA RB 318 Wykład 15 319 GENERATORY – układy elektroniczne, które w kontrolowany sposób przetwarzają energię źródła zasilania w drgania elektryczne o określonym kształcie, częstotliwości i mocy przekazując je do obciążenia. 320 Podział ze względu na stałość częstotliwości i mocy generowanych drgań: generatory częstotliwości – duża stałość częstotliwości (wzorce f, wzbudnice nadajników), generatory mocy – duża moc wyjściowa i duża sprawność energetyczna bez optymalizacji stałości częstotliwości. Podział ze względu na sposób generacji drgań: generatory przebiegu sinusoidalnego (analogowe), generatory przebiegów niesinusoidalnego (prostokątny) – przerzutniki, cyfrowe generatory DDS (bezpośrednia synteza cyfrowa - Direct Digital Synthesis) 321 – Częstotliwość generowanego przebiegu, – Stałość częstotliwości: bezwzględna niestałość częstotliwości: f t f t f0 – częstotliwość na początku obserwacji, f(t) – częstotliwość w chwili t obserwacji. f0 względna niestałość częstotliwości: f t f0 f t stałość częstotliwości – średnia względnych niestałości f mierzonych w czasie doby lub roku: T f f0 1 f0 df dt 0 T Dobowe stałości częstotliwości dla generatorów: – atomowych (10-12 – 10-14), – kwarcowych (10-6 – 10-10), – LC (10-3 – 10-4), – RC (10-2 – 10-3). 322 – Zakres przestrajania, – Wartość amplitudy, – Zawartość harmonicznych w nominalnych warunkach pracy, – Poziomy i widma fluktuacji amplitudy i fazy, – Moc i sprawność. 323 Układ generatora zawiera: -wzmacniacz o wzmocnieniu k -obwód ustalający f -pętlę SZ Przesunięcie fazowe pomiędzy wyj a wej równe jest 00 (3600). Wówczas SZ+ i wzmocnienie układu dąży do nieskończoności (k = 1). kf k 1 k Układ staje się niestabilny i generuje sin o f, dla której spełnione są warunki: – fazy – zgodność fazy sygnału na wej i wyj – amplitudy – k = 1 324 generatory LC, generatory ze stabilizacją piezoelektryczną – kwarcowe, generatory RC. 325 Rezonans szeregowy (napięć) Z R j XL Rezonans równoległy (prądów) XC Y G j BC BL Rezonans występuje gdy wartość spadków napięć na L i C są sobie równe. Rezonans występuje gdy wartość prądów płynących przez L i C są sobie równe. Reaktancja zastępcza obwodu w stanie rezonansu jest równa 0 ( Im(Z) = 0 ). Susceptancja zastępcza obwodu w stanie rezonansu jest równa 0 ( Im(Y) = 0 ). XL XC 0 L 1 C Częstotliwość rezonansowa: 1 f 2 BC BL 0 C Częstotliwość rezonansowa: 1 f LC 1 L 2 LC 326 W generatorach LC stosuje się tranzystory bipolarne lub unipolarne, można je realizować również na wzmacniaczach operacyjnych lub bramkach cyfrowych. Połączenie elementu aktywnego z obwodem rezonansowym może być realizowane za pomocą obwodów sprzęgających wykonanych jako transformatory, dzielniki pojemnościowe lub indukcyjne. Istnieją 3 podstawowe struktury generatorów LC (różne sprzężenie obwodu rezonansowego z elementem aktywnym) – generator Colpitssa, – generator Hartleya, – generator Meissnera. Na tej bazie powstało wiele innych odmian generatorów np.: – generator Clappa odmiana Colpittsa, – generatory kwarcowe (Pierce’a) odmiana Colpittsa i Hartleya. 327 Generator Colpitssa Generator Hartleya Generator Meissnera 328 Składowa stała IC płynie przez dławik w.cz. a nie płynie przez obwód rezonansowy (obwód równoległy). Obwód rezonansowy zapewnia 1800 przesunięcia fazowego (WE-kolejne 1800) – spełniony warunek fazy. Częstotliwość generowanych drgań równa jest częstotliwości obwodu rezonansowego. Sposób zasilania stosowany szczególnie w generatorach mocy, ponieważ przez dławik nie płynie prąd w.cz. i zapewnione jest dzięki temu dobre dopasowanie źródła zasilającego. W układzie również występują małe straty mocy w obwodzie zasilania. Wada: trudność wykonania dławika tak by nie posiadał własnych rezonansów. 329 Składowa stała IC płynie przez dławik w.cz. a nie płynie przez obwód rezonansowy (obwód równoległy). Obwód rezonansowy zapewnia 1800 przesunięcia fazowego (WE-kolejne 1800) – spełniony warunek fazy. Częstotliwość generowanych drgań równa jest częstotliwości obwodu rezonansowego. Sposób zasilania stosowany szczególnie w generatorach mocy, ponieważ przez dławik nie płynie prąd w.cz. i zapewnione jest dzięki temu dobre dopasowanie źródła zasilającego. W układzie również występują małe straty mocy w obwodzie zasilania. Wada: trudność wykonania dławika tak by nie posiadał własnych rezonansów. 330 Obwód rezonansowy musi dać przesunięcie 1800 realizowane jest to poprzez nawinięcie uzwojeń trafo. w przeciwnym kierunku. Cb zapewnia mała impedancję w obwodzie sterującym dla przebiegów w.cz. (zwiera RB1, RB2), ponadto jest elementem automatycznej polaryzacji bazy. Gdy narasta amplituda drgań na Cb stopniowo narasta ujemne napięcie (ładowanie impulsami IB). Dzięki temu generator wzbudza się miękko (klasa A) a w miarę narastania amplitudy drgań jego punkt pracy przesuwa się do klasy AB, B lub C. W tym sposobie pracy układ wykazuje własności stabilizujące amplitudę generowanego przebiegu. 331 Indukcyjność zastępcza: LZ L 1 2C3 silnie rośnie wraz ze wzrostem f, dzięki temu w układzie zwiększa się stałość częstotliwości generowanych drgań. W układzie tym C1, C2, L mogą być znacznie większe niż odpowiedniki w układzie Colpittsa. Istotna zaleta przy projektowaniu generatorów o dużych częstotliwościach, wówczas wartości C1, C2, L potrzebne do zapewnienia wymaganej częstotliwości drgań stają się porównywalne z pojemnościami i indukcyjnościami pasożytniczymi układu. 332 Przetwornik elektromechaniczny składający się z wibratora kwarcowego i obudowy chroniącej go przed wpływami zewnętrznymi. Element kwarcowy wycięty z monokryształu kwarcu, najczęściej w postaci prostokątnych lub okrągłych, płaskich lub soczewkowatych płytek. Na element kwarcowy napyla się elektrody z cienkich warstw metalicznych (złoto, srebro, aluminium). Jeżeli od elektrod przyłożone zostanie napięcie zmienne (sinus) to w elemencie piezoelektrycznym (kwarc) wytworzy się zmienne pole elektryczne. W wyniku zjawiska piezoelektrycznego wibrator zaczyna drgać, co prowadzi do pojawienia się na jego powierzchni zmiennych ładunków elektrycznych (płynie prąd). Rezonator zachowuje się jak obwód rezonansowy o dużej dobroci. Współczynnik temperaturowy częstotliwości rezonansowej jest bardzo mały. Osiągalna stałość częstotliwości duża: (10-6 – 10-10). 333 L, R i C odpowiadają parametrom mechanicznym kwarcu, (L – masa kwarcu, R – oporność mechaniczna, C – sprężystość płytki kwarcu), C0 – pojemność statyczna elektrod i przewodów doprowadzających. Przykładowe parametry rezonatorów 334 Dobroć rezonatora (duża bo duży stosunek L do C): 1 L R C Q Impedancja rezonatora: 2 j ZK LC 1 2 C LCC 0 C0 W układzie rezonatora mogą występować dwa rodzaje rezonansu: szeregowy (ZK = 0) fS 1 2 LC równoległy (ZK = ) fR 1 2 LC 1 C C0 fS 1 C C0 fS zależy tylko od parametrów kwarcu natomiast fR również od C0 związanej z pojemnościami montażowymi. W związku z tym rezonans równoległy jest mniej stabilny. 335 Pomiędzy fs a fr reaktancja rezonatora ma ch-er indukcyjny a więc może on pracować jako element indukcyjny w typowym układzie Colpittsa. Dzięki dużej dobroci rezonatora (stroma ch-ka fazowa w około fr) uzyskuje się dużą stabilność f generowanego sygnału. 336 Często pojawia się konieczność dostrojenia kwarcu w niewielkim zakresie. W tym celu do kwarcu szeregowo dopina się dodatkowy CS o wartości dużo większej od C. Wypadkowa impedancja tego połączenia: uwzględniając, że C<<C0 + CS: względna zmiana częstotliwości: fS ' f f C C0 C S 1 j CS C0 C ZK ' 2 LC C0 2 LCC 0 CS C fS 1 2 C0 C S C 2 C0 CS Dodatkowa CS nie zmienia fR (zero mianownika ZK nie zależy od CS). Przy CS dążącym do 0, 337 fS można zwiększyć prawie do fR. Generator pracuje w rezonansie równoległym (obwód rezonansowy zapewnia przesunięcie fazy 1800). Od zastępczej pojemności dzielnika C1, C2 zależy generowana częstotliwość (obwód rezonansowy X, C1, C2 ). Od stosunku C1/C2 zależy wartość współczynnika SZ i spełnienie warunku amplitudy. 338 Wytworzenie kwarcu na f większą niż 30 MHz jest trudne. Większe f można wytwarzać synchronizując generator LC rezonatorem o mniejszej f w pętli fazowej PLL, lub pobudzić kwarc do drgań na wyższej harmonicznej. Rezonator jest włączony w obwód +SZ (rezonans szeregowy). Główny obwód rezonansowy LC (o mniejszej dobroci) dostrojony musi być do fs lub jej harmonicznej. Umożliwia to generowanie stabilnych częstotliwościowo sygnałów o f fs. 339 Generatory RC stosuje się do pracy w zakresie małych częstotliwości (kilka Hz do kilkuset Hz). W tym zakresie f w generatorach LC wartości L i C stają się zbyt duże (nie nadają się do miniaturyzacji) a dobroć obwodu rezonansowego maleje. Generator RC można zrealizować zastępując obwód rezonansowy LC biernym filtrem pasmowoprzepustowym RC. Stosowane są struktury selektywne (mostek Wiena, podwójne T, bocznikowane T, itp.) oraz przesuwniki fazowe RC. W porównaniu z generatorami LC mają gorszą stałość częstotliwości [ (10-2 – 10-3)], jednakże generują sygnał o bardzo małych zniekształceniach i umożliwiają przestrajanie f w zakresie 1:10 na jednym podzakresie. Generatory RC powszechnie stosowane są jako generatory serwisowe i laboratoryjne. 340 U wy U we j RC R1 2 2 2 1 RC j3 RC R1 R2 Mostek jest idealnie zrównoważony, gdy moduł transmitancji osiąga minimum. Wówczas: f0 1 R2 1 1 Q 2 0 f 3 R1 RC 3 341 Przy 0 transmitancja wynosi 0. Aby zatem zostały spełnione warunki generacji należałoby zastosować wzmacniacz o Ku . W 0 następuje również przeskok przesunięcia fazowego pomiędzy /2 a /2. Oznacza to, że przy pełnym zrównoważeniu nie jest możliwe zbudowanie generatora. Koniecznie staje się zatem rozrównoważenie mostka 0 v - odstrojenie, 0 R2 R1 2 1 - współczynnik rozstrojenia mostka dla 0 , 342 Przy niezrównoważonym mostku możemy zapisać: 1 3 jv f0 generatora zależy od elementów RC 1 3 R1 R2 decydują o spełnieniu warunku generacji oraz ustalają amplitudę generowanego sygnału 343 1 3 zakładając << 3 (dla = 0, 9 1 j 1 jv 3 9 1 j 1 =0) w zakresie <<3 otrzymujemy: 1 j 0 1 j Wówczas dobroć mostka wynosi: Q 0 2 2 0 1 1 9 0 344 Z warunku amplitudy ku( 0) ( 0) 1 otrzymujemy: 9 ku Fazy transmitancji + i fazy jest spełniony dla 0 0 są zgodne. Przy 0 mostek nie odwraca fazy i warunek niezależnie od stopnia niezrównoważenia mostka. R1 R2 pracują zwykle w gałęzi automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW) generatora. 345 Układ ARW zrealizowany jako podwajacz napięcia niesymetryczny z JFET linearyzowanym. JFET spełniający rolę regulowanej elektrycznie rezystancji pracuje w obszarze liniowym (triodowym), w którym zastosowano linearyzację ch-yk wyj przy pomocy –SZ (R2). napięcie na C2 jest ujemne i bezpośrednio steruje bramkę JFET-a, gdy amplituda UWY rośnie to rośnie ujemne napięcie na C2 , rośnie ujemne napięcie na bramce JFET, rośnie rezystancja statyczna JFET rDS, rośnie –SZ, maleje amplituda napięcia wyjściowego. 346 Generatorem funkcyjnym nazywamy układ, wytwarzający kilka wzajemnie zsynchronizowanych przebiegów o różnych kształtach ale tej samej f. Generatory wytwarzają na ogół przebiegi trójkątne, prostokątne i sinusoidalne, dostępne z oddzielnych wyjść. Do budowy używa się WO i komparatorów. 347 f 2 1 R p R3C1C2 Rp R1 R3 R1 R3 Wskutek +SZ wy. komparatora i we. filtru, układ generuje sin, z którego na komparatorze kształtowany jest jest prostokąt. Z prostokąta kształtowany jest trójkąt w układzie integratora. Wtórnik separuje wy. prostokąta od wej. filtra. f regulowana jest potencjometrem R1. 348 R, C określają f. Konstrukcja sprowadza się do odtworzenia noty aplikacyjnej. Na wej A0 i A1 ustalany jest cyfrowo rodzaj przebiegu (1,X – sin; 0,0 – prostokąt; 0,1 – trójkąt). P – regulacja f (od 0,2 Hz do 20 MHz). Uwyp-p = 2V 349